一种多模式宽输出三桥臂DC-DC变换器

袁义生 陶滔滔 彭能 刘伟

摘 要：

針对传统LLC谐振变换器重载工作时电压增益低，难以实现宽范围输出，同时低增益工作时开关频率高，开关管损耗大、电路效率低的问题，结合全桥LLC拓扑结构和线性-谐振（L-R）调制方法，提出一种多模式宽输出三桥臂DC-DC变换器。所提变换器在全桥LLC变换器的基础上增加一组L桥臂，通过将谐振电感复用为储能电感，在谐振传递能量前对谐振腔预先储能，从而提高传统谐振模式的电压增益。所提变换器采用脉冲宽度调制-脉冲频率调制（PWM-PFM）策略，具有高、中和低3种电压增益模式，拓宽了输出电压范围，且具有在全负载范围内软开关、环流小的优点。详细介绍了3种模式下变换器的工作原理，利用时域法推出增益公式，并对器件参数和闭环控制方法进行设计，最后通过搭建一台输入400 V，输出125～500 V的实验样机验证了理论的可行性。

关键词：DC-DC变换器；高增益；三桥臂；多模式；宽范围输出；软开关

DOI：10.15938/j.emc.2024.04.009

中图分类号：TM46

文献标志码：A

文章编号：1007-449X（2024）04-0081-11

收稿日期： 2022-08-29

基金项目：国家自然科学基金（52067007，52367020）；江西省自然科学基金重点项目（20232ACB204024）

作者简介：袁义生（1974—），男，博士，教授，博士生导师，研究方向为电力电子系统及其控制；

陶滔滔（2000—），男，硕士研究生，研究方向为电力电子与电力传动；

彭 能（1999—），男，博士研究生，研究方向为电力电子与电力传动；

刘 伟（1985—），男，博士研究生，讲师，研究方向为电力电子与电力传动。

通信作者：袁义生

Multi-mode three-bridge DC-DC converter for wide voltage output range

YUAN Yisheng， TAO Taotao， PENG Neng， LIU Wei

（School of Electrical and Automation Engineering， East China Jiaotong University， Nanchang 330013， China）

Abstract：

Aiming at the low voltage gain of traditional LLC resonant converter under heavy load operation， it is difficult to achieve wide range output. At the same time， when working at low gain， the switching frequency is high， the switch loss is large， and the circuit efficiency is low. Combining the full-bridge LLC topology and the linear-resonant （L-R） modulation method， a multi-mode wide-output three-bridge DC-DC converter was proposed. In the proposed converter a set of linear-bridge was added based on the full-bridge LLC converter. By multiplexing the resonant inductor into an energy storage inductor， the resonant cavity was stored before the resonant energy was transmitted， thereby improving the voltage gain of the traditional resonant mode. In the proposed converter the PWM-PFM modulation strategy was adopted， and three modes were realized including high-， medium- and low-voltage-gain， which broadens the output voltage range， and has the advantages of soft switching and small circulating current in the full load range. The working principle of the converter in three modes was introduced in detail. The gain formula was derived by the time-domain method， and the device parameters and closed-loop control method were designed. Finally， an experimental prototype with input of 400 V and output of 125-500 V was built and verified feasibility of the theory.

Keywords：DC-DC converter; high gain; three-bridge; multi-mode; wide range output; soft-switching

0 引 言

近年来，随着电动汽车行业快速发展，工业界对DC-DC变换器的电压范围和效率的要求越来越高［1-2］。其中，LLC谐振变换器具有电路结构简单、宽范围、电流隔离、高功率密度和低电磁干扰（electromagnetic interference，EMI）的优点、同时能够实现软开关。因此，宽范围输入输出的LLC谐振变换器已广泛应用于能源储存系统、电动汽车充电系统和可再生能源系统等行业［3-6］。

但是，传统LLC谐振变换器采用脉冲频率调制策略（pulse frequency modulation，PFM），在宽范围输入和输出的应用中会存在以下缺点：1）电压增益受负载影响大，重载时增益不高，因此难以实现宽范围输出；2）采用PFM调制，要求开关频率调节范围很宽，给磁性元件设计带来困难；3）在轻载或者低电压增益时，开关频率过高，增加电路损耗，效率降低；4）通过谐振进行储能的过程中，会存在大的循环电流，加大了电路的导通损耗，电路效率降低。因此，传统的LLC谐振变换器不适合于电压宽范围的场合［7-12］。

为了解决传统LLC谐振变换器的上述问题，对其进行优化设计，在近些年研究者们提出了一些新颖的拓扑结构和调制策略，达到了拓宽电压增益范围、减小开关频率范围和降低电路损耗的目的。在控制策略方面，根据调制方法可以分为两类：单调制方法和混合调制方法［13-15］。文献［13］采用移相调制方法（phase shift modulation，PSM），该方法缩小了开关频率的范围，提高了变换器效率，改善了第2个缺点，但没有解决其他3个缺点，而且变换器在轻载下会使主桥臂无法实现零电压开通。文献［14-15］中通过PSM和PFM混合调制方法，当输出电压低或者轻载时，变换器采用PSM调制，当输出电压高或者重载时，变换器采用PFM调制，这种混合调制方法可以减小开关频率范围，达到了宽电压输出范围，并且实现全负载内软开关，但是无法克服第三和第四2个缺点，而且增加了需要控制的变量，加大了控制难度。

针对拓扑结构的改进，有以下4种方法［16-21］：增加谐振腔數量［16］、重构副边整流桥结构［17］、重构原边结构［18-20］和重构变压器匝比［21］。增加谐振腔的数量的目的是用简单调制策略实现双全桥、全桥和半桥3种工作模式［16］，2个谐振腔构成的变换器，通过原边双全桥、全桥和半桥结构组合，实现2个谐振腔切换工作。从而达到拓宽电压增益范围和减小开关频率范围的目的，但是无法克服第4个缺点，而且3种模式下的稳定切换也很困难。重构整流桥结构将宽输出电压范围分成2个窄范围［17］，变换器原边由两组传统半桥变换器并联，副边有两种模式：在低电压输出时，副边两组整流桥并联工作，在高电压输出时，两组整流桥串联工作。因此变换器的谐振腔能够在较窄的输出电压范围内设计，增大了最小开关工作频率，缩小了开关频率范围，同时能够实现宽范围输出。但没有解决第三和第四2个缺点，而且增加了器件数目，加大了损耗。重构原副边结构是通过常规的调制策略将原边结构在全桥和半桥间切换［18-20］，全桥和半桥电路的组合，在宽输入电压应用中具有高效率的优点，但是增益范围不宽，只克服了第二个的部分缺点，没有解决第一和第四2个缺点，而且半桥结构的电源利用率很低。重构变压器匝比是将有效变压器匝比配置在副边进行切换［21］，通过配置不同的匝比实现不同的输出电压，从而达到宽范围输出。但是解决不了第二和第四2个缺点，而且变压器的损耗也相应的增加，降低了变换器的效率。

为此本文提出一种多模式宽输出三桥臂DC-DC变换器，由原边三桥臂逆变电路、谐振网络、变压器和副边整流电路构成。所提变换器存在高、中、低3种电压增益工作模式，调制策略采用脉冲宽度调制（pulse width modulation， PWM）和PFM调制相结合，能够在全范围内软开关，电路不存在环流，适用于宽电压输出的应用领域。

1 拓扑结构和工作原理

1.1 拓扑结构

所提出的多模式宽输出三桥臂DC-DC变换器如图1所示。该拓扑由原边3个桥臂、高频变压器T、谐振腔以及副边整流桥组成。谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm构成谐振腔，变压器的原副边匝比为n，原边三桥臂由6个开关管S1～S6（其中4个MOSFET：S1～S4；2个IGBT：S5～S6）以及反并联二极管D1～D4构成。副边整流桥由4个整流二极管D5～D8构成，Ci为输入电容，Co为输出电容，Ro为输出电阻。

该变换器相比于传统全桥LLC谐振变换器增加了L桥臂，通过L桥臂进行电感线性储能，通过R桥臂进行谐振将能量从输入侧传输到输出侧。

该变换器有高电压增益（high voltage gain，HG）、中电压增益（medium voltage gain，MG）和低电压增益（low voltage gain，LG）3种工作模式，更加适用于宽范围的场合。HG模式采用PWM调制方法，MG模式采用移相PWM调制方法，LG模式采用PFM调制方法。接下来分析3种工作模式的工作原理。

为了便于分析该变换器工作原理，做出下列假设：

1）每个开关管和二极管均为理想器件；

2）每个电感、电容和变压器均为理想器件；

3）变压器T的励磁电感Lm>>Lr，等效为无穷大，励磁电流iLm近似为0。

为简化分析和计算，定义以下参数：特征阻抗Zr=Lr/Cr，变压器励磁电感Lm，变压器副边输出交流等效电阻Rac=8n2Ro/π2，品质因数Q=Zr/Rac，电感比k=Lm/Lr，开关频率fs，开关角频率ωs=2πfs，谐振频率fr=1/（2πLrCr），谐振角频率ωr=2πfr，归一化角频率ωn=ωs/ωr。

1.2 高电压增益（HG）模式

该模式下采用fs=fr的PWM调制方法，其关键波形如图2所示。其中Ugs1～Ugs6分别为S1～S6的驱动信号，iLr为流过谐振电感Lr上的电流，i5和i6分别为流过S5和S6的电流，iD5和iD7分别为流过副边整流二极管D5和D7的电流，UCr为谐振电容上的电压。同一桥臂上下两开关管的驱动信号相差半个开关周期Ts/2；该模式通过改变L桥臂开关管的占空比DL=［2（t1-t0）/Ts］，而R桥臂的死区时间固定来调节电压增益。

以下分析［t0～t4］区间半个开关周期内变换器工作原理，变换器分为4个工作阶段，包括线性储能、谐振传递能量、续流和死区模态。各阶段工作原理如图3所示。

t2时刻，谐振结束，Cr两端电压上升到ΔUCr，iCr和iLr为0，iD5、iD8下降到0，D5和D8实现ZCS关断，LC谐振传递能量过程结束。

3）阶段3［t2～t3］—续流模态：t2时刻，S2、S3仍然导通。此时副边二极管D5、D8关断，Lr、Cr和Lm构成三元谐振网络，iCr和iLr都近似为0，因Lm>>Lr，iCr近似不变。t3时刻，流过S2和S3的电流近似为0，所以可以认为S2和S3实现ZCS关断。

4）阶段4［t3～t4］—死区模态：t3时刻，S2和S3关断，C2和C3充电，C1和C4放电，直至体二极管D1和D4导通，为S1和S4的ZVS导通创造条件。之后，电路开始下半工作周期。

在HG模式下变换器主要进行了线性储能和谐振传递能量2个阶段，相当于Boost+LLC谐振的复合电路，因而具有更高的电压增益。

相比于传统LLC谐振变换器，直接进行LC谐振向副边传递能量。所提变换器先通过对谐振电感的复用，提前向谐振腔中注入能量，将谐振电感变为储能电感，之后再进行LC谐振，从而实现高增益。

变换器在进行线性储能过程中会导致谐振腔中出现微小环流，但是在谐振过程中会将该部分能量馈出，而且在谐振结束时iLr能够实现复位，所以可以认为谐振腔环流近似为0。

1.3 中电压增益（MG）模式

該模式下采用fs=fr的PWM调制方法，与HG模式相比，不包含线性储能模态，S5和S6始终关断。通过改变S3和S4的占空比DR=［2（t1-t0）/Ts］，而S1和S2导通时间固定，从而调节电压增益，其关键波形如图4所示。

以下分析［t0～t4］区间半个开关周期内变换器工作原理，变换器分为4个工作阶段，包括谐振传递能量、续流、软开关和死区模态。各阶段工作原理如图5所示。

1）阶段1［t0～t1］—谐振传递能量模态：在t0时刻之前，S1关断之后，体二极管D2和D3导通。直至t0时刻，S2和S3实现ZVS开通；此时Lr和Cr形成谐振网络，能量开始从原边传输到副边，副边二极管D5、D8导通。t1时刻，S3关断。Cr上的初始电压为-ΔUCr，iLr近似为0，该时间段内的时域表达式为：

iLr（t）=Ui－nUo+ΔUCrZrsin［ωr（t－t0）］；

UCr（t）=Ui－nUo－（Ui－nUo+ΔUCr）×

cos［ωr（t－t0）］。（3）

2）阶段2［t1～t2］—续流模态：在t1时刻，S2依旧导通，S3关断，iCr和iLr通过S2和D4续流。体二极管D4导通，为下半周期S4的ZVS开通做好准备。此时副边二极管D5、D8依然导通，Lr和Cr发生谐振，能量从原边传输到副边。在t2时刻，iCr减小到iLr，近似为0，Cr上的电压上升到ΔUCr。二极管上D5、D8的电流减小到0，实现ZCS关断。

3）阶段3［t2～t3］—软开关模态：在t2时刻，iLr减小到0，D5关断，原边和副边没有能量传输。S2关断，C2充电，C1放电。直至体二极管D1导通，为S1实现ZVS开通提供了条件。

4）阶段4［t3～t4］—死区模态：为了避免同一桥臂的开关管误导通，这段时间设置为死区时间。之后进入下半周期的谐振释能模态。

当所提变换器工作于MG模式下，其工作原理与传统全桥LLC谐振变换器相似，区别在于谐振腔谐振结束后剩余能量通过电感馈回输入侧，而不需要经过整个谐振腔，降低了电路的损耗。

1.4 低电压增益（LG）模式

该模式下采用PFM调制方法，关键波形如图6所示。该模式下开关管S2一直处于导通状态，开关管S1、S5和S6始终关断，开关管S3和S4进行PFM调制，S3和S4导通时间占空比为DR=［2（t1-t0）/Ts］。

以下分析［t0～t3］区间半个开关周期内变换器工作原理，变换器分为3个工作阶段，包括谐振传递能量、续流和死区模态。各阶段工作原理如下：

1）阶段1［t0～t1］—谐振传递能量模态：该阶段与中电压增益模态下的阶段1相同。

2）阶段2［t1～t2］—续流模态：在t1时刻，S3关断，iLr通过S2和D4续流。体二极管D4导通，为之后S4的ZVS开通做准备，同MG模式下的阶段2相同。

3）阶段3［t2～t3］—死区模态：防止S3和S4同时处于通态。t3后，进入下半周期的谐振释能模态。

当所提变换器工作在LG模式下，其工作原理类似于传统半桥LLC谐振变换器，区别在于谐振腔中的励磁电感需要设计地更大，使得励磁电流很小，从而降低电路的损耗。

2 3种电压增益分析

2.1 HG模式下电压增益

通过1.2节的分析可知，在HG模式下，谐振电感被复用为储能电感。在半个周期内，有线性储能阶段和谐振传递能量阶段，但是最终谐振网络中的全部能量会送至负载侧。假设功率损耗忽略不计，传输效率为100%，Iin和Io可以表示为：

Iin=U2oUiRo；

Ion=UonRo。（4）

因为输入电流Iin等于的iLr的平均值，所以Iin也可以表示为

Iin=2fs∫t2t0iLr（t）dt。（5）

Io/n是在谐振阶段的输入电流Iin平均值，可以表示为

Ion=2fs∫t2t1iLr（t）dt。（6）

由式（5）和式（6）可以得到

Iin－Ion=2fs∫t2t0iLr（t）dt－2fs∫t2t1iLr（t）dt=

U2oUiRo－UonRo=2fs∫t1t0iLr（t）dt=D2LUi4fsLr。（7）

定义HG模式下电压增益GHG=nUo/Ui，得到电压增益GHG的表达式为

G2HG－GHG=n2D2LRo4fsLr=D2Lπ316ωnQ。（8）

经过计算得到GHG为

GHG=2nωnQ+4nωnQ+D2Lπ34nωnQ。（9）

2.2 MG模式下电压增益

相较于HG模式，MG模式不包括线性储能模态，但同样有谐振传递能量模态。不计死区时间和功率损耗，可以推出GMG为

GMG=

πωn［1－cos（πDR）］4Q［1+cos（πDR）］+πωn［1－cos（πDR）］。（10）

2.3 LG模式下电压增益

与MG模式一致，LG模式不包括线性储能模态，只有LC谐振模态。因此忽略功率损耗，可以推出GLG为

GLG=121+Q2（ωn－1/ωn）2。（11）

由式（9）、式（10）和式（11）可以画出HG和MG模式下的增益曲线，GHG与［DL，Q］、GMG与［DR，Q］和GLG与［ωn，Q］的关系曲线如图7所示。

从图7（a）和图8中可以看出工作在HG模式下，在相同Q值下，所提变换器的增益相比传统LLC变换器得到明显提高。

所提变换器有HG、MG和LG 3种工作模式，HG模式通过PWM调制可实现增益大于1；MG模式也采用PWM调制，最大电压增益小于1；LG模式采用PFM调制，最大电压增益小于0.5；变换器工作于不同模式下，可以达到不同的电压增益范围，从而达到拓宽输出电压范围的目的。所提变换器在Q=0.5，DL=0.4时，最大电压增益达到1.6，如图7（a）中的A点所示；而传统LLC变换器在Q=0.5时，电压增益只有1.2，如图8中的B所示，因此所提变换器相比传统变换器输出电压可以更高，电压增益得到拓宽，最大电压增益提高了。同时变换器在MG模式，当fs=fr、DR=1时，电压增益为1，通过改变DR来改变输出电压，输出电压范围进一步扩大。LG模式下，当fs=fr时，电压增益为0.5，变换器实现低增益，变换器输出低电压。通过3种模式拓宽了变换器的增益范围，实现了宽范围。

3 参数设计和闭环控制方法

设计一台实验样机主要参数如下：输入电压Ui=400 V，输出电压范围为Uo=125～500 V，输出电流范围Io=0～4 A，谐振频率fr=90 kHz，开关频率fs=90～120 kHz。

3.1 3种工作模式的划分

3.1.1 HG与MG模式临界增益GHMC的设计

该变换器用于电动汽车充电领域，在500 V电池以下等级，常见电动汽车电池的额定电压是400 V。将HG和MG模式的临界增益GHMC设置为1时，电路的效率最高，因为此时去除死区时间，电路都处于LC谐振阶段。

3.1.2 MG与LG模式临界增益GMLC的设计

LG模式的最大增益是0.5，因此设计临界增益GMLC=0.5。因为MG模式下有4个开关管工作，关断损耗大，而LG模式下仅2个开关管工作，关断损耗小。因此G<0.5时，变换器进入LG模式，效率得到改善。

因此，输出电压可划分为3个区间，HG模式下Uo=400～500 V；MG模式下Uo=200～400 V；LG模式下Uo=125～200 V。

3.2 变压器变比n的设计

额定输入电压Ui=400 V，额定输出电压Uo=400 V，此時电压增益G=1，则变压器变比设计为n=GUi/Uo=1。

3.3 DL_max的设计

设计HG模式的L桥臂最大导通占空比DL_max，要考虑电感在线性储能模态后电流的大小，这会直接影响到输出电压增益。若DL选取的很小，导致储能时间不足，从而到不到高增益要求；若DL选取的很大，导致iLr（t1）过大，从而加重开关管的损耗，同时会引起严重的电磁干扰，给磁性元件的设计带来困难。所以设计DL_max∈［0.3，0.4］，便可以基本实现所提变换器的电压增益。

3.4 谐振元件的设计

通过增益曲线和DL_max可以得出所提变换器工作于最大输出增益Gmax时的最大品质因素Qmax，根据Gmax、Qmax和最大输出功率Pmax能够推出谐振参数为：

Lr=4ωnU2iG2maxQmaxπ3fsPmax；

Cr=πωnPmax16fsU2iG2maxQmax。（12）

将设定的参数代入式（12）中得到Lr=35.8 μH，Cr=87.4 nF。

3.5 谐振元件应力分析

3.5.1 谐振电容Cr电压应力

忽略死区时间内励磁电流iLm的作用，谐振电容Cr可以认为只在谐振传递能量阶段充放电。在谐振初始时刻，Cr上的电压为-ΔUCr，谐振结束后，Cr上的电压近似为ΔUCr。则谐振电容电压应力为

ΔUCr=12Cr∫t2t1iLr（t）dt=Io4nCrfs。（13）

由式（6）可得Io为

Io=nD2LUi4fsLr（G－1）。（14）

将式（14）代入式（13）中可得

ΔUCr=D2LUinQ4CrLrf2s（D2Lπ3+4nQ－2nQ）。（15）

3.5.2 谐振电感Lr峰值电流

忽略死区时间，可以近似将电感电流波形等效为正弦波，同时不计损耗，可以得到电感电流峰值ipeak为

ipeak=2U2oUiRo。（16）

3.6 软开关分析

HG模式下，S5和S6开通之前，谐振电感电流iLr复位为0，因此S5和S6可以实现ZCS开通。S1～S4的体二极管D1～D4在死区阶段可以完全放电，因此S1～S4可以实现ZVS开通；同时iLr在S1～S4关断前复位为0，S1～S4可以实现ZCS关断。

MG模式下，S1～S2可以实现ZVS开通；而且S3和S4在关断前，由于iLr复位为0，所以S3和S4可以实现ZCS关断。

LG模式下，由于D3和D4可以在死区阶段完全放电，S3和S4可以实现ZVS开通。

3.7 闭环控制方法

所提变换器通过电压环和电流环实现3种工作模式的稳定切换，所提变换器的控制框图如图9所示。

将采样得到的电压、电流信号和给定电压、电流值Uref、Iref比较得到误差信号，通过PI控制器得到控制信号uv_con和ui_con。经过模式选择，设置3种模式下的阈值uH和uL，uH对应HG和MG模式的临界电压增益；uL对应MG和LG的临界电压增益。ucon分为3个区间对应3种工作模式。当ucon∈（uH，1］时，进入HG模式采用PWM调制方法；当ucon∈［uL，uH］时，进入MG模式采用移相PWM调制方法；当ucon∈［0，uL）时，进入LG模式采用PFM调制方法。

4 拓扑比较和实验验证

4.1 拓扑比较

将所提变换器与传统全桥LLC谐振变换器和电流馈升压全桥变换器［22］进行比较，如表1所示。表中ULi-pk为输入电感上的电压。

所提变换器相较于传统全桥LLC谐振变换器只多了L桥臂，通过L桥臂能够构成线性储能回路，达到更宽的输出电压增益；并且实现全负载范围下的软开关，无环流工作，提高了电路的效率，这是传统全桥LLC谐振变换器无法做到的。在控制策略方面，在HG和MG模式下使用PWM调制，在LG模式下采用PFM调制，可以降低磁性元件损耗和优化设计的难度。

电流馈升压全桥变换器相比于所提变换器增益范围窄，只能实现升压。同时，由于电流馈电的结构，在输入侧有输入电感的存在，导致开关管的应力很大，不利于开关器件的选择。

4.2 实验验证

搭建一台输入电压400 V，输出电压125～500 V的试验样机，并进行了测试。并将实验样机的S5和S6去掉，改变变压器励磁电感和调制方式，得到传统全桥LLC谐振变换器，进行了对比测试。实验样机如图10所示，2种变换器实验元器件参数如表2所示。

图11～图13分别是3种增益模式下的实验波形。

图11是输入电压400 V，输出电压500 V，输出电流为4 A，输出功率为2 000 W，DL=0.18，Q=0.2时的HG模式下的實验波形。从图11（a）中可知，当开关管S2和S5导通时，电感线性储能，线性上升；之后S5关断，S3导通，进入谐振阶段，能量从原边向副边传输。由图11（b）可以看出在S5开通时，S5两端的电流近似为0，所以S5能够完成ZCS软开通；在S2开通时，S2两端电压为0，因此S2能够完成ZVS开通。

图12是输出电压300 V，输出电流为3 A，输出功率为900 W，DR=0.5、Q=0.2时的MG模式下的实验波形。从图12（a）可以看出，相比HG模式，MG模式缺少线性储能的阶段，本质上与全桥LLC谐振变换器的工作原理相似。由图12（a）可以看出在S2关断时，流过上S2的电流近似为0，因此S2实现ZCS关断；由图12（b）可以看出，S3实现了ZVS软开通。

图13是输出电压为125 V，输出电流为3.2 A，输出功率为400 W，开关频率为120 kHz，ωn=1.33时的LG模式下的实验波形。从图13（a）可知，此时开关管S2一直导通，S3和S4互补导通，工作原理类似于传统半桥LLC变换器；从图13（b）可以看出S3实现了ZVS软开通。

图14（a）为电路从HG模式到MG模式的切载波形，负载从2 000 W切换到900 W；图14（b）为变换器从MG模式到LG模式，负载从900 W切换为400 W的切载波形，可以看出所提变换器有非常优秀的动态特性。

图15为传统全桥LLC谐振变换器样机在输出电压500 V时测试的关键波形，对比图11可见，传统LLC谐振变换器有更大的励磁电流，以及由此产生的环流。更大的励磁电流增加了原边侧器件的通态损耗，开关管的关断损耗以及变压器的磁损，因此降低了电路效率。

图16是额定输入电压为400 V时，所提变换器和传统全桥LLC变换器的不同输出电压的效率曲线。所提变换器励磁电流和环流都很小，因此可以在较宽的输出范围下依然具备很高的效率。在轻载下的效率也得到明显提升，如输出电压500 V，输出功率250 W时，所提变换器和传统变换器的效率分别为92.04%和91.01%；当输出电压500 V，输出功率2 000 W时，所提变换器和传统变换器的效率分别为94.64%和93.34%。所提变换器在宽范围下工作效率也很可观，最高效率达到95.2%。

5 结 论

在传统全桥LLC谐振变换器的基础上提出一种多模式宽输出三桥臂DC-DC变换器，具有如下优点：

1）有3种电压增益模式，电压增益宽；增加的L桥臂使得电感在谐振前线性充电，提高了电压增益；

2）3种电压增益模式采用了PWM-PFM调制，降低开关频率范围，有利于磁性器件设计；

3）变压器无需留气隙，降低了励磁电流带来的损耗；能够实现全负载范围内的软开关和无环流工作，提高了电路效率；

4）谐振电容电压应力更小。

参 考 文 献：

［1］ TIAN Qihong， ZHI Geng， KE Daoqi， et al. A wide range unidirectional isolated DC-DC converter for fuel cell electric vehicles ［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2021， 68（7）： 5932．

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（編辑：刘琳琳）