一种两级式宽范围输入的高位取能电源设计

朱一昕，孙庆祝，陈宇杰，毕恺韬

（江南大学物联网工程学院，江苏无锡 214000）

高位取能电源是从MMC 子模块内部的直流电容处直接获取工作电压的，因此随着MMC 应用场景[1-6]的电压等级越来越高，高位取能电源的输入电压变得更高、范围更宽，这对高位取能电源的性能也提出了更高的要求。

目前，许多学者对于宽范围输入的高位取能电源研究取得了一定的成果[7-16]，但是高位取能电源仍存在输入电压低、范围窄、开关管承受电压应力大等问题。针对上述问题，采用两级式电源结构，设计了一台输入电压DC 400～3 500 V、三路独立输出、额定功率50 W 的高位取能电源样机，给出了主电路拓扑、高压启动电路、辅助供电电路、控制保护电路以及变压器相关参数。最后，通过多组实验验证了设计方案的可行性与正确性。

1 电源技术指标及整体结构

该高位取能电源的输入电压为DC 400～3 500 V；额定工作电压为DC 2 400 V；三路输出相互隔离，分别为DC 15 V±1%/15 W、DC 15 V±1%/15 W 和DC 400 V±1%/20 W。在高电压、宽范围输入和多路不同输出电压的条件下，单级的DC-DC 变换器通常难以满足要求，因此选择两级式电源结构。第一级源变换器主要实现降压功能；第二级负载变换器用于精确调节输出电压。采用ISOP 型的反激电路作为第一级源变换器拓扑，将400～3 500 V 的输入电压转换为24 V 左右的母线电压，具有结构简单、成本低等优点。第二级负载变换器采用三路单独的单管反激电路，实现功率变换，电源的整体结构框图如图1 所示。

图1 电源整体结构框图

2 整体电路设计

2.1 主电路拓扑

由于高位取能电源输入电压范围宽，输出功率小，因此选择反激式拓扑。同时，为了解决高电压输入带来的单个开关管所承受电压应力过大的问题，第一级源变换器采用6 个耐压值为1 500 V 的MOSFET 通过2 个变压器初级绕组串联的方式进行分压。第二级负载变换器，三路输出相互隔离，并且采用单独的控制芯片，避免了各输出回路之间的相互干扰。

电源主电路拓扑如图2 所示，其中C1-C12为10 μF/450 V 的均压电容；R1-R12为1 MΩ的均压电阻，从而将输入电压均分到6 个开关管上，减小单个开关管所承受的电压应力。Rs1为源变换器中变压器初级电流采样电阻，根据电源输出额定功率的不同，选择适当的值，可以实现电源的输入短路保护和输出过载保护。变压器T1、T2次级经二极管VD1和VD2整流后，由两个次级绕组并联输出，为负载变换器提供工作电压。Rs2为输出侧电流采样电阻，起到过流和短路保护的作用。

图2 主电路拓扑

以源变换器为例，6 个开关管（Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6）同时开通或关闭，当6 个开关管同时开通时，变 压器T1和T2初级绕组（NP1、NP2、NP3、NP4、NP5和NP6）开始储存能量，在此期间负载所需能量由次级绕组储能电容C30提供；当开关管关闭时，变压器初级绕组存储的能量转移到次级绕组，次级绕组经二极管整流后向负载提供能量的同时对C30进行充电。

2.2 高压启动电路

电源启动的初始阶段，辅助供电绕组并不能为控制芯片提供工作电压，因此电源需要高压启动电路。传统的启动电路一般采用电阻分压的方式为控制芯片提供初始的工作电压，但是面对高电压输入的工况，分压电阻上会出现较大的功率损耗，从而降低电源的效率，因此采用了如图3 所示的启动电路。其中，C13-C24、R31-R42分别为均压电容和均压电阻，Q7-Q12为6个耐压值为1 500 V的MOSFET，R25-R30是22 kΩ的限流电阻，Z1-Z6是24 V 的稳压二极管。R13-R24和Z7串联，为Q7-Q12提供开通信号，由此完成控制芯片的启动供电。

图3 高压启动电路

同时，为了减小高压启动回路的功耗，将控制芯片输出的驱动信号经过二极管VD3连接到Q13的栅极。此处，R43和C25分别为2 MΩ和1 μF，当驱动信号为高电平时可以快速给C25进行充电，当驱动信号为低电平时，C25对R43进行放电，由于R43阻值较大，C25放电速度缓慢，使Q13的栅极一直维持较高的电压。因此，当电源正常工作后，Q13一直处于导通状态，从而使Q12栅极接地，Q12关闭。这种方法利用开关管的驱动信号保证了电源正常启动后，关断高压启动回路，从而消除了限流电阻R25-R30上的功率损耗，提高了电源效率。

2.3 辅助供电电路

在该高位取能电源中，源变换器和三路独立的负载变换器各有两路辅助供电回路，其原理基本相同[17-19]。以源变换器中控制芯片的辅助供电为例，为了避免变压器T1和T2的输出功率不均衡，如图4 所示，辅助供电电路采用辅助绕组并联输出的方式。当启动电路关闭后，控制芯片的工作电压由绕组NF11和NF12提供，两组绕组匝数相同。控制芯片的正常工作电压VCC 在17 V 左右，为了保证控制芯片工作电压的稳定，在二极管整流后增加三极管稳压电路，稳压二极管Z8的稳压值为18 V，芯片工作电压为：

图4 辅助供电电路

式中，Ube为三极管V1基射极电压；UVD6为VD6上的压降，两者和约为1 V 左右。为了保证VCC 的稳定，可以适当地增加辅助绕组NF11和NF12的匝数，保证Ua处电压略大于18 V。

2.4 反馈控制及保护电路

高位取能电源必须要有完整的反馈控制和保护电路，同样以源变换器为例，介绍控制芯片电压反馈过程及输出过流和输出短路保护。如图5所示，源变换器控制芯片采用国产芯片SCM1710，该芯片可根据输入电压高低和负载大小进行调频。为减小空载损耗，SCM1710A 内部设计了间歇模式，当芯片FB 管脚电压下降到1.25 V 后，芯片进入间歇工作模式，芯片工作频率可以通过R48进行配置。

图5 芯片控制及保护电路

当电源正常工作时，图5 中Ub点电压如式（3）所示：

式中，R51为10 kΩ；R52和R53为2.32 kΩ，此时，Ub约为2.495 V。当输出电压升高时，Ub增大，ZA431(U3)阻抗减小，经光耦PC817(U2)隔离后，FB 管脚电压降低，从而使控制芯片输出的脉冲宽度减小，输出电压降低，由此实现输出电压的闭环控制。

当电源输出侧出现短路或过流时，由运算放大器LM258(U4)组成的差分放大电路起到保护作用，此时Ub如式（4）所示：

式中，Us和U24V是输出电流检测电阻Rs2两端的电压；UVD7是二极管VD7的压降，设置过流保护阈值为3 A，因此取R54和R55为200 Ω，R56和R57为39.2 kΩ，UVD7约为0.4 V。当输出侧电流大于3 A，Ub点电压大于2.5 V，通过光耦反馈，减小控制芯片输出的脉冲宽度，输出电压降低，从而减小输出电流，起到输出过流和输出短路保护的作用。

3 实验分析

变压器作为电源的核心器件，对电源的安全、可靠运行起着至关重要的作用。在该设计方案中，主电路中共有5 个变压器，全都采用PC40 材质磁芯，其参数如表1 所示。

表1 变压器参数

为了验证前文设计电路的可行性，如图6 所示，研制了一台输入电压为DC 400～3 500 V，输出为DC 15 V±0.15 V/15 W、DC 15 V±0.15 V/15 W 和DC 400 V±4 V/20 W 的两级式宽范围输入的高位取能电源，并对电源进行相关性能测试。

图6 高位取能电源样机

如图7 所示，当输入电压为最高输入3 500 V 时，开关管Q1的源漏极电压（uds）最大值仅为790 V。电源输入侧通过开关管串联的方式使单个开关管所承受的电压应力大幅减小，仍留有近一倍的电压裕量，验证了图2 中源变换器开关管串联的可行性和正确性。

图7 Q1漏源极电压波形

在额定输入电压为2 400 V 时，如图8（a）所示，源变换器在空载状态下输出电压约为24.1 V，如图8（b）所示，在满载状态下输出电压约为23.8 V。因此，在额定输出功率范围内源变换器的输出电压都能维持在24 V±1%以内。因此，源变换器可以为下一级的负载变换器提供稳定可靠的工作电压。

图8 源变换器输出电压波形

如图9 所示，在额定输入电压下，负载变换器1和负载变换器3 满载时，开关管驱动信号（ugs1/ugs3）均保持稳定。负载变换器3 开关管源漏极电压（uds3）最大值仅为65 V，两个负载变换器输出电压降落较小，并且均能保持稳定，因此，电源具有优良的带载性能。

图9 负载变换器满载波形

4 结论

该文研制了一台两级式宽范围输入的高位取能电源样机，给出了主电路拓扑、相关电路以及变压器参数。在不同输入电压和不同负载的条件下对电源进行了多组测试，通过实验证明了该电源可以在400～3 500 V 的宽输入范围内正常工作。源变换器中开关管采用串联的方式，有效地减小了单个开关管所承受的电压应力，从而使开关管成本大幅下降。当负载变换器满载时，其输出电压均能维持稳定，并且电压降落能保证在1%以内。该设计方案有效地解决了高位取能电源宽范围、高电压输入的问题，同时降低了电源成本，具有一定的工程应用价值。