用于电动汽车集群并网的直流变压器启动研究

2024-01-06贾俊范炜豪吕志鹏姚建光周珊王健张锦涛

发电技术 2023年6期

贾俊，范炜豪，吕志鹏，姚建光，周珊，王健，张锦涛

（1.国网泰州供电公司，江苏省泰州市 225300；2.国网上海能源互联网研究院有限公司，上海市浦东新区 201213）

0 引言

目前，电动汽车进入了高速发展阶段，这对加速我国构建清洁低碳的能源体系具有重要的意义[1-3]。然而，传统的电动汽车采用低压交流小容量变流器并网方式接入电网，随着电动汽车接入量的大幅增加，大量变流器并联的局面给低压配电网运行带来了不稳定因素[4-5]。随着城市直流电网的发展以及电动汽车参与负荷调控的需求增大，大容量的电动汽车集群直接接入城市直流配电网成为趋势[6-7]。

模块化多电平直流变压器(modular multilevel direct current transformer，MMDCT)具有高功率密度、电气隔离和高可靠性等优点[8-11]，在用于城市直流配电网的电动汽车集群并网接口方面具有广阔的应用前景。为了避免启动过程中的冲击电流对开关器件、电容器和中间级变压器造成损坏，MMDCT 需要一个电容电压建立的阶段，称为预充电。针对模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)预充电，文献[12-13]在MMC桥臂间外加辅助电源、电阻与二极管组成的预充电拓扑对子模块电容进行充电，但该方法增加了额外的硬件成本和控制系统复杂度。文献[14]通过调制脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)模式的占空比，将子模块电容依次充电至额定值，但该方法充电时间较长，控制也相对繁琐。文献[15]提出了一种直流侧主动充电策略，首先导通所有桥臂子模块数，再依次递减导通子模块数进行充电，避免了过流问题。文献[16]利用闭环控制限制充电电流，并减少了充电时间。

MMDCT 拓扑预充电过程还需要考虑中间级变压器的励磁涌流与副边电容充电等因素。MMDCT 与双有源桥式(dual active bridge，DAB)变换器均由原、副边及中间级变压器组成，因此MMDCT预充电可以借鉴DAB预充电方法。DAB的三阶段预充电策略分为原边不控、原边可控和副边可控充电阶段，充电速度较快，但中间级变压器存在较大的冲击电流[17-18]。文献[19]描述了一种四阶段预充电策略，该策略分为原、副边不控与可控充电阶段，通过向原边左右桥臂施加固定内移相角，产生定占空比的三电平交流电压对副边电容进行充电，减小了变压器的冲击电流，但充电速度较慢。文献[20]的四阶段预充电策略中内移相角采用开环线性爬坡方式，可以减小充电时间，但冲击电流不可控。文献[21]中原、副边电容同步进行充电，解决了充电速度和冲击电流的矛盾，但MMC 中子模块控制器的自驱电源需要一定的启动电压，不适用于MMDCT拓扑。

本文在对MMDCT预充电过程分析的基础上，提出一种基于复合频率控制的快速预充电策略。通过直流量与中频量的独立控制，将原、副边部分预充电阶段同步进行，加快充电速度；通过对多种预充电策略冲击电流的量化对比分析，从理论上验证本文提出的预充电策略的有效性。最后，对本文提出的预充电策略进行仿真与实验验证。

1 MMDCT预充电原理

1.1 MMDCT拓扑结构

MMDCT 拓扑结构如图1 所示，由原边MMC、副边H 桥、中频变压器 (变比kT∶1)、原边直流输入电压Vdc1与副边直流输出电压Vdc2组成。原边MMC由a,b两相桥臂组成，每相桥臂有上下2个桥臂，每个桥臂由n个子模块串联组成，桥臂内的子模块标号从上到下依次为SM1，SM2，…，SMn，每个子模块的结构相同，其中最为常用的半桥模块由开关器件S1,S2，续流二极管D1,D2与子模块电容CSM组成，vC为子模块电容电压；每相上下桥臂之间通过电感Lp连接。idc1为直流侧电流，iac1为原边交流电流；icm,idm分别为桥臂电流共模与差模分量；Rlim为限流电阻，Klim为限流电阻开关；Lk为变压器漏感。在副边，Q1—Q4由开关器件及其反并联二极管组成；Co为输出滤波电容。

图1 MMDCT拓扑结构Fig.1 Topology structure of MMDCT

1.2 预充电过程分析

不控充电阶段所有子模块工作在闭锁状态，此时电流通过D1,D2为子模块电容充电，等效电路如图2(a)所示。子模块电容电压vC充电至额定值的一半Vdc1/2n，该阶段结束。

图2 原边充电等效电路Fig.2 Equivalent circuit of the primary side charging

可控充电阶段控制开关器件使子模块工作在投入与切除状态，继续为电容充电，等效电路如图2(b)所示，每个桥臂等效为电压为nvC的受控电压源。vC充电至额定值Vdc1/n，该阶段结束。

副边不控充电时，副边H 桥中的开关器件进行驱动封锁，电流流经反并联二极管为输出电容充电，等效电路如图3(a)所示。可控充电阶段解除开关器件的驱动封锁，采用移相控制，将副边输出电容电压充电至额定值Vdc2，原理如图3(b)所示。

图3 副边充电等效电路Fig.3 Equivalent circuit of the secondary side charging

2 基于复合频率控制的预充电策略

2.1 复合频率控制原理和实现

利用直流量和中频量的功率解耦特性，可将原边可控充电与副边充电阶段同步进行，该阶段整体控制框图如图4所示。直流控制量mdc用于原边子模块的可控充电控制，中频控制量mmf用于副边输出电容的充电控制，平衡修正量msm用于子模块电容电压平衡控制，三者叠加后生成复合频率控制量mo。为了使得原边MMC 能够实现直流量和中频量的叠加输出，本文采用载波移相方波调制[22]作为MMDCT 的调制方案，与常用的准两电平调制[23]相比，该调制方案可以有效提升MMC的功率密度[19]。

图4 基于复合频率控制的预充电策略控制框图Fig.4 Block diagram of pre-charging strategy based on composite frequency control

直流控制量用于原边MMC 子模块的充电，采用电压电流双闭环控制，可以有效抑制并行充电阶段初始时刻直流侧的电流冲击，其控制框图如图5 所示。计算原边所有子模块电容电压平均值vC_avg，与指令值Vdc1/n比较，再经电压外环PI控制器调节后得到桥臂共模电流参考值icm_ref；采样上、下桥臂电流iup,ilow，计算其平均值icm，并与icm_ref进行比较，再经过电流内环PI 控制器调节得到直流控制量mdc。

图5 电压电流双闭环控制框图Fig.5 Block diagram of voltage and current double closed loop control

平衡修正量用于MMC 子模块电容电压平衡控制，采用分层控制方法，以上桥臂为例，其控制框图如图6所示，其中Sign为符号函数，vC_avg_p和vC_avg_n分别为上桥臂和下桥臂子模块电容电压的平均值，P为比例控制。图6(a)为桥臂内子模块间平衡控制；图6(b)为桥臂间平衡控制，用于消除环流引起上下桥臂子模块电容电压出现的偏差。

图6 子模块电容电压平衡控制框图Fig.6 Block diagram of submodule capacitor voltage balancing control

中频控制量用于副边输出电容的充电控制，具体实现方法为：改变原边MMC 两相桥臂间内移相角φ1，产生变占空比的三电平交流电压vab，为副边提供可控的充电电源。变步长控制，即每个周期的内移相角增量Δφ1是变化的，用于控制该阶段中的中频变压器励磁涌流，其控制框图如图7 所示，其中Z-1表示对输入信号延迟一个周期。首先采样原边交流电流iac1并计算出每个周期峰值绝对值|ipeak|，与该阶段最大允许电流Imax进行比较，然后经过PI控制器调节产生Δφ1，进一步得到本周期内移相角φ1，最终经限幅模块(限制φ1值不超过最大内移相角π)得到实际内移相角。内移相控制模块中mau,mal,mbu与mbl分别为a 相上、下桥臂与b 相上、下桥臂的中频调制信号，内移相角φ1即为图中a、b 相上桥臂调制信号的相位差。在单独进行原边可控充电时，φ1值恒为零，如图7(a)所示，此时原边交流输出电压为零，原副边无能量传递，副边子模块电容无法充电。并行充电阶段，在原边可控充电进行的同时改变φ1值，vab为占空比等于φ1/π的矩形波，其峰值为nvC，如图7(b)所示，此时原副边间产生能量传递，副边输出电容进入充电阶段。随着φ1值继续增大，充电电流增大，充电速度加快，当φ1值为π 时停止增加，此时原边子模块上下桥臂工作在互补状态，对角桥臂工作在相同状态，与MMC 正常运行方式相同，如图7(c)所示。

图7 变步长控制框图Fig.7 Block diagram of variable step control

2.2 性能分析

从充电速度与冲击电流两方面性能出发，对已有预充电策略与本文提出的预充电策略进行量化对比分析。各策略的充电对比曲线如图8所示：预充电策略1 为三阶段预充电策略，副边充电采用直接原副边移相控制方法[21]，副边充电速度快，完整充电时间为t4，副边充电时间为t4-t2；预充电策略2 为文献[16]所介绍的四阶段充电策略，副边充电采用固定内移相角的过渡充电方式，完整充电时间为t6，副边充电时间为t6-t2；本文提出的策略采用并行充电，原边可控与副边不控充电同时进行，完整充电时间缩短为t3，副边充电时间为t3-t1。可以看出，各充电策略的原边充电时间基本一致，完整充电时间取决于副边充电速度和起始时刻，其中策略2 时间最长；策略1副边充电时间最短，但副边充电起始时刻晚，导致整体充电时间变长；本文策略将副边充电的时刻提前，从而使得整体具有最短的充电时间。

图8 预充电策略工作曲线Fig.8 Working curve of pre-charging strategy

中频变压器的冲击电流主要产生于原副边能量传输的初始时刻，3 种充电策略下电压电流工作波形如图9 所示。策略1 采用外移相控制，初始时刻PI 控制器输出的外移相角φ2为最大移相角，但输出滤波电容Co的电压vCo为零，如图9(a)所示。策略2 在原边MMC 的相间施加固定内移相角φ1m，产生固定占空比的三电平电压，为了抑制电流冲击，φ1m值较小，因此策略2 冲击电流相比策略1 小，如图9(b)所示。在本文提出的方法中，原边内移相角是动态变化的，所以整个过程分为连续模式(见图9(c))和断续模式(见图9(d))，其中φ1off为一次侧交流电流iac1的下降时间与πfac的乘积，其中fac方波频率。根据图9 的波形可以分别列出各个充电策略的冲击电流峰值表达式，结果如表1 所示。

表1 变压器冲击电流峰值Tab.1 Peak of inrush current on the transformer

图9 副边充电阶段电压电流工作曲线Fig.9 Working curve of voltage and current on the secondary side

本文提出冲击电流峰值由vC,vCo与φ1共同决定，vC变化取决于电压电流双闭环控制，通过指令电流值对子模块电容充电，因此vC变化可以近似为斜率为kSM的线性函数；φ1的变化决定于变步长控制模块，从总体来看是从0到π递增的，为了简化分析，此处将φ1变化曲线近似成斜率为kφ的线性函数；同理，副边不控阶段充电中，vCo变化曲线近似成斜率为ko的线性函数。vC,vo与φ1的表达式可写为

将式(1)代入表1 提出的策略公式中，可得本文策略中变压器冲击电流峰值表达式为

分析图9(c)和9(d)，根据伏秒平衡原理可得

每个交流周期iac1绝对值的平均值表达式为

根据电荷和电容关系及电容充放电特性可得

联立式(1)、(3)—(5)可得

式中：

将式(6)代入式(2)可得：

式中：

式(8)中，ko被kφ,kSM与时间t替代，其中kφ与kSM均为可控量，在取值合适的情况下能够限制ipeak(t)的值。

以某一具体MMDCT 实例对预充电过程中并行充电阶段变压器电流峰值ipeak(t)的变化规律进行研究，具体参数如表2 所示，其仿真结果如图10所示。从图10可以发现，ipeak(t)仿真与理论计算曲线对于冲击电流最大值和时刻吻合程度较高，且kφ取值越大，ipeak(t)峰值越大。

表2 MMDCT仿真参数Tab.2 Simulation parameters of MMDCT

图10 本文策略下变压器冲击电流峰值曲线Fig.10 Peak curves of inrush current on the transformer of the proposed strategy

根据上述分析，作出3 种充电策略下变压器冲击电流变化曲线如图11所示。本文提出的策略采用并行充电，变步长控制将冲击电流限制在允许最大值范围内，在3 种充电策略中冲击电流值最小。

图11 3种策略下变压器冲击电流峰值曲线Fig.11 Peak curves of inrush current on the transformer

综上所述，本文所提出的基于复合频率控制的预充电策略在做到提升充电速度的同时，又能有效抑制中频变压器的电流冲击。

3 仿真验证

为了验证本文提出的预充电策略，在Matlab/Simulink 中搭建MMDCT 模型进行仿真，其中主要参数如表2 所示，预充电过程中MMDCT 工作在轻载条件下。仿真波形如图12所示，并将结果汇总如表3所示。

表3 预充电策略仿真结果Tab.3 Simulation results of pre-charging strategy

图12 预充电策略仿真波形Fig.12 Simulation waveforms of pre-charging strategy

如图12(a)所示，通过双闭环控制，将原边直流侧电流idc1峰值限制在98 A。图12(b)为原边MMC子模块电容电压波形，策略一与策略二充电至标称值的时间为450 ms，本文提出的策略花费时间较长，为500 ms，这是由于提出的策略并行充电阶段所致。

图12(c)为变压器原边交流电流iac1波形，策略一冲击值最大，本文提出的策略冲击值最小，3种充电策略冲击电流仿真结果分别为432、215和122 A。图12(d)为本文提出的策略并行充电阶段原边交流电压vab波形。图12(e)为电流峰值和内移相角的波形，通过对比可以发现：在同样充电时间下，内移相角定步长变化方法具有更大的冲击电流，而且定步长属于开环方法，对装置容量、特性等硬件参数依赖性比较大，无法直接计算得到。而本文提出预充电策略中的变步长控制方法为闭环控制，只需设定最大允许电流Imax，就可以自适应地进行快速预充电。从图12(f)副边输出滤波电容电压vCo波形可看出，策略二充电时间最长，本文提出的策略充电时间最短，3 种充电策略充电时间分别为750、950、620 ms，如表3所示。

根据上述仿真可以得出：策略1 具有较快的充电速度，但冲击电流很大；策略2 减小了冲击电流的大小，但牺牲了充电速度；本文提出的策略在保证冲击电流最小的同时，充电时间最短，证明了所提出的复合频率控制针对MMDCT 快速预充电的有效性。