规模化半导体组件隔离供能系统负载自均衡设计

李嘉靓， 齐 磊， 詹良涛， 张翔宇， 单天培， 沈 弘， 焦重庆

(新能源电力系统国家重点实验室(华北电力大学)，北京 102206)

0 引 言

随着国家"双碳"战略目标的提出,电力企业亟需推动产业升级,构建以新能源为主体的新型电力系统[1-4]。大规模可再生能源的接入与消纳,需要提高并网方式的灵活性,也对电网的调节能力提出了更高的要求。基于绝缘栅双极型晶体管(insulatedgate bipolar transistor,IGBT)的柔性直流输电技术以其高度的可控性、可靠性与灵活的运行方式,成为大规模风电场并网、大电网柔性互联的最佳方式之一,具有广阔的应用前景[5-8]。混合式直流断路器是柔性直流电网中故障清除的有效手段,提高了电网的安全性与可靠性[9-14]。

混合式直流断路器通过控制半导体组件内IGBT可以快速转移和切除故障电流,大量IGBT的驱动则需要外界提供能量[15-18]。供能系统对于确保直流断路器的正常工作是极其重要的,然而在直流断路器内实现供能却又非常困难。与MMC直接电容取电的供能方式不同,直流断路器大部分时间处于闭合状态,设备上没有电压,无法直接从高电势中获取能量。此外,半导体组件数量过多,其空间、电位分布复杂,对供能系统的多路输出能力提出了更高的要求。

工频磁耦合供能方式是目前最适合混合式直流断路器的一种高电位分布式供能方案[19-21]。磁耦合供能的核心是电流穿过磁环,利用磁环电磁感应,把电能通过隔离的形式供到每一级负载上,如图1所示。磁环隔离供能系统的多输出有串联和并联两种不同的耦合模式,考虑到成本和可靠性,现有的供能系统都是采用仅需要一根高压电缆串联的模式。然而串联模式下负载不均衡问题对供电可靠性的影响不可忽视,等效负载在实际工况中的变化引起对地隔离变压器的输出波动,进而导致端口输出功率不稳定。以负载掉电为例,掉电侧磁环副边等效阻抗增大,导致该部分磁环分压过大,其余串联负载汲取的功率不足。

图1 工频供能系统拓扑

除了输出端口处于极端的暂态过程以外,磁环做工差异造成磁环参数的区别,不同驱动母线电容值的区别,都会对负载的一致性构成影响。因此一旦负载发生波动,工频供能系统中负载的功率就无法实现自均衡,严重时还会出现取能失败的情况。

现有文献并未关注直流断路器供能系统的负载不均衡问题。本文在工频磁耦合供能系统的基础上,提出了一种运用电力电子主动调控手段实现负载自均衡的方法,使系统在保证可靠性的同时,减小无功损耗与设备体积,最后通过仿真说明了本方案的有效性。本文研究结果可以对高电位供能系统的负载均衡提供理论支持。

1 负载均衡整体技术路线

1.1 现有解决措施

对于当前工程上所应用的工频供能系统,有学者提出在隔离变压器高压侧串接大容量电抗器的方案以实现负载均衡,如图1(a)所示。所选电抗器的电感值远远大于后端串联磁环的等效电感,因此在负载变化时磁环侧的等效阻抗变化在整个系统中很小,系统中的电流维持在稳定状态,即等效成恒流源输出。回路中的电流幅值和频率不变,磁环所感应的电压也不变,从而稳定负载上的电压。

图2对比了原拓扑与该方案中磁环输出电压受负载掉电的影响程度。Udc1～Udc4分别表示磁环1～磁环4的输出电压。

图2 大容量电抗器负载均衡比较

如图2(a)所示,无均衡措施下,0.5 s时负载1掉电,负载2、4上的电压有所下降,在此基础上0.7 s时负载3掉电,负载2、4上的电压下降更加剧烈。在图2(b)中,串接大容量电抗器对稳定电压有一定的效果,两次负载掉电下,非掉电侧磁环电压波动较小,掉电侧磁环电压基本可以达到稳定。

然而大容量电抗器给供能系统带来恒定电流的同时还带来了大量的无功损耗,整个系统功率因数较低。电抗器的接入还需要增大对地隔离变压器的容量,导致系统成本增加,同时还造成了系统高电位设备体积过大的问题。

1.2 电力电子恒流拓扑

为了获得地面电源侧恒流源输出特性,同时提高系统功率因数,降低系统体积,本文提出了四种电力电子恒流措施,如图3所示。拓扑3、4中,回路输出电流大小取决于晶闸管导通角α,恒流拓扑通过控制晶闸管导通角的大小控制输出电流i0。拓扑1、2结合了两种恒流方案,即在串联反并联晶闸管的基础上并联了一个电抗器。

图3 电力电子恒流措施

图4 反并联晶闸管恒流机制

半导体组件供能回路串接反并联晶闸管的等效电路图如图5所示,图(a)和图(b)分别表示反并联晶闸管串接在高电位侧和低电位侧,隔离变压器等效为Zm,磁环取能单元等效为Zl。

设控制角为∂,在2kπ+∂时刻触发VT1,之后负载上的电压为正半周的uin,从而得到负载上流过的电流在电压正半周过零时,电流i0也过零,此时VT1关断。在(2k+1)π+∂时刻触发VT2,可以得到负载上的负半周电压和电流,如此往复,负载上的电压瞬时值如式(1)所示,其中,k=0,1,2,…。

(1)

两种拓扑下磁环取能单元的电压有效值与电流有效值如式(2)所示。

(2)

(3)

(4)

(5)

由此可见,串联反并联晶闸管控制角∂的移相范围为0～π,导通角α=π-∂,输出电流有效值的大小取决于导通角的大小。

由式(2)～式(5)可知,

Uo1=Uo2

Io1=Io2

计算两种拓扑下系统的功率因数,如式(6)、(7)所示。

(6)

(7)

由于Uo2≤Uin,所以cosφ1≤cosφ2,反并联晶闸管串接在低电位侧系统功率因数更高。

2 电气设备建模与参数提取

2.1 磁环模型

针对工程中供能系统的磁环进行建模。首先使用布罗克豪斯磁性材料测量仪测量非晶铁芯在50 Hz时的B-H曲线如图6所示。原边安匝区为5 A～10 A,选取线性区中B=0.6 T,此时μr=40 508,μ=40 508×4π×10-7=0.050 9。

图6 取能磁环B-H曲线

由于磁环是原边电流源系统,其原边电感不仅与磁环有关,还与原边回路有关,是一个不定量,因此无法通过计算获得磁环漏感,只能算得磁环的励磁电感与副边电感。磁环副边侧等效电路如图7所示。

图7 取能磁环等效模型

磁环原边匝数为N1,设副边匝数为N2,穿过磁环电流为I1,由安培环路定理得:

(8)

磁环上的单匝磁通为

(9)

磁环副边N2匝磁链为

(10)

磁环副边N2匝感应电压为

(11)

将磁环的伏安关系U2=Z2I2代式(7)得:

(12)

磁环侧输出电流为

(13)

将上式代入U2=Z2I2,得:

(14)

可得磁环的互感为

(15)

磁环的副边电感为

(16)

将磁环互感代入T型等效电路,得到如下磁环电感参数:

(17)

Lm=aL12=114.2 (μH)

(18)

对取能磁环二次侧进行开路和短路测试,测量磁环一次侧的电压和电流,计算出磁环的漏电感和励磁电感。

表1 磁环开路试验

表2 磁环短路试验

可以得出,磁环在额定电流为60 A时的励磁电感和漏电感分别为

Lm=98.26 (μH)

Ls=38.497 (μH)

由表3可以看出,磁环励磁电感计算结果与试验测量结果近似,说明本文建立的工频磁环等效电路模型以及提取的参数是有效的。

表3 励磁电感比较

2.2 隔离变压器模型

用阻抗分析仪测量隔离变压器开路和短路阻抗的频率特性,在低频段可以忽略电容的影响,隔离变压器工频模型如图8所示。

图8 隔离变压器工频模型

通过开路测量的数据提取励磁电感Lm和铁心损耗等效电阻Rm;通过短路测量的数据提取漏电感Ls和电阻Rs。设Zoc、Zsc和θoc、θsc分别为开路测量阻抗的幅值和相角,计算公式如下:

(19)

(20)

Rs=Zsccosθsc

(21)

Rm为开路阻抗Zoc第一次并联谐振的幅值。

由所测结果可得:

Lm=255.6 (mH)

Rm=3 661 (Ω)

Ls=7.542 (mH)

Rs=3.337 (Ω)

2.3 其他参数

转移支路全桥子模块共72级,考虑到5个冗余子模块失效,以及电压波动需要控制在±5%以内,整个回路电流不大于100 A,等效电路如图9所示。

图9 供能回路串接电抗等效电路图

可列得电路方程如下:

(22)

(23)

(24)

可以计算出限流电抗取值范围如下:

L≥0.384 mH

因此转移支路供能回路中的限流电抗值选取0.385 mH。根据负载特性测试结果,磁环后级用24 Ω的电阻等效为负载,负载正常工作时,需要的功率为15 W。负载越小,滤波电容越大,输出电压平均值Ud越大,滤波电容的选择应该参考负载的情况,滤波电容C的计算公式如下,T为电网周期。

(25)

可以计算出滤波电容取值范围如下:

C≥2.083 (mF)

经过调试,确定整流桥输出侧的滤波电容为5 mF。

3 仿真验证

为了比较四种拓扑的可靠性,我们对多磁环串联结构的负载突然增大以及负载掉电过程分别进行了仿真计算。0.5 s、0.7 s时分别设置负载1、负载3增大到42 Ω与36 Ω,由于串联结构下电流相等。在本节中,每个磁环所汲取的功率由磁环输出电压表示,负载突然增大时四种恒流拓扑下非增大侧磁环输出电压的波形如图10所示。

图10 负载突然增大对功率均衡的影响

图11为四种拓扑在负载掉电下非掉电侧磁环输出电压的波形,0.5 s、0.7 s时分别设置负载1、负载3掉电。

图11 负载掉电对功率均衡的影响

由仿真波形可以看出,在负载突然增大和负载掉电的情况下,四种拓扑都能起到功率均衡的效果。进一步对比四种恒流拓扑所需电源的容量、系统的功率因数以及成本,结果如表4所示。

表4 恒流拓扑综合比较

系统成本需要考虑晶闸管、电抗器、隔离变压器的成本,其中隔离变压器的成本会随着其容量的增大而升高。由表4可以看出,相同的恒流拓扑置于低电位侧相较于高电位侧可以对系统功率因数有所提升。综上考虑,拓扑4是最适合的恒流措施。

4 结 论

本文就当前高压混合式直流断路器的工频供能系统负载扰动时功率汲取不均衡问题提出了四种恒流拓扑,并分别对负载突然增大与负载掉电情况下恒流拓扑的自均衡进行了仿真验证,研究结果表明:

(1)由于磁环部分首尾串联,控制磁环原边电流恒定能够实现规模化半导体组件汲取功率一定,在仿真中,高压侧串接大容量电抗器与本文所提出的四种恒流拓扑都能起到一定的负载均衡效果。

(2)鉴于串接大容量电抗器恒流所带来的系统功率因数偏低、低电位隔离变压器容量增加等问题,本文所提出的四种拓扑均采用了电力电子主动调控手段,在降低系统总成本以及提高系统功率因数上均取得了一定的成效。低电位侧接入恒流拓扑相较于高电位侧,系统功率因数更高,所需隔离变压器容量更小,其中以低电位侧接反并联晶闸管的恒流拓扑为最优。

(3)本文是针对当前工频供能系统负载不均衡问题的新探索,所提出以工频系统为基础,配合电力电子控制技术的策略,既满足工频的高可靠性,又可提高系统功率因数,对于类似高压设备取能问题的研究提供理论支持。

(4)针对工频供能系统负载不均衡问题,除了控制磁环原边电流,还可以通过控制磁环输出侧电压来控制负载功率。