基于功率放大器的宽带非互易超表面设计

董高雅 ,阳小龙

(1.北京科技大学 计算机与通信工程学院,北京 100083;2.北京科技大学 顺德创新学院,广东 佛山 528399)

人工电磁超表面是一种人为设计的电磁谐振结构,以周期性或非周期性方式排列来实现特定的电磁波调控特性。国内外学者围绕人工电磁超表面开展了广泛研究[1-26]。

在电子对抗和无线通信系统中,在放大有用电磁信号的同时还需要抑制电磁干扰信号,即针对空间不同类型的电磁波进行非互易式调控。由洛伦兹定律可知: 传统对称式的人工电磁超表面为线性媒质[1-2],针对电磁波进行互易式调控。只有通过特定方式打破人工电磁超表面的时间反演对称性或空间反演对称性,才能实现电磁波的非互易式调控。目前利用磁光效应[3-8]、非线性[9-11]、时空调制[12-18]、加载晶体管[19-25]等方式设计非互易电磁超表面,从而实现电磁波的非互易式调控。但是上述方法都有各自的缺点。具体来说: 磁体具有体积笨重、成本高、重量大等缺点,基于磁光效应设计的非互易电磁超表面存在体积大、重量大、成本高等缺点;基于非线性方法构建的非互易电磁超表面对信号强度的依赖性极强;基于时空调制方法构建的非互易超表面复杂度非常高;基于功率放大器构建的非互易电磁超表面经济成本较高,但具有体积集成、重量轻、复杂度较低等优点。

2017 年,加拿大肯高迪亚大学的Sajjad Taravati团队基于“贴片-电路-贴片”的三明治结构提出透射型非互易超表面[23]。在5.8～6.0 GHz 频段内,该非互易超表面在单一方向引入传输增益(17 dB),在相反方向引入传输损耗(-10 dB),其对应的非互易系数为27 dB。随后,东南大学程强教授团队利用功率放大器构建反射型非互易超表面[24]。即在一个超构单元中放置两个贴片结构,并在两个贴片结构之间加载晶体管,提出反射增强型超表面。在3.85～4.3 GHz 频段内,该超表面针对特定入射方向的电磁波实现5.8 dB 的反射增益。此外,学者围绕不同极化类型电磁波的非互易式调控开展深入研究。2021 年,华南理工大学车文荃教授团队提出双极化非互易空间放大有源超表面[25]。该超构单元中的贴片结构由两个正交的T 型微带结构进行耦合馈电,并将两个晶体管放置在一对正交微带线上,从而针对双极化电磁波进行空间放大。在4.88～5.19 GHz 频段内,该超表面针对横电波和横磁波的空间放大系数均大于0 dB,且最大的放大系数为10.4 dB,对应的反向传输系数为-20 dB。然而,上述非互易超表面的工作带宽均小于0.5 GHz。为了进一步展宽非互易超表面的工作带宽,东南大学的崔铁军教授团队利用正交沙漏型槽结构对贴片进行耦合馈电[26]。在5.0～6.0 GHz 频段范围内,该放大型可重构智能超表面实现的增益为7.7～12.2 dB,实现的传输损耗为2.5 dB。综上,目前非互易超表面所实现的最宽工作带宽为1.0 GHz,且没有研究如何在超宽带非互易超表面中引入阻带,从而避免与窄带通信系统产生干扰。

超宽带无线通信系统及电子对抗对非互易超表面的工作频带提出了新的需求: (1) 超宽的工作频段;(2) 在超宽工作频段内引入阻带,以避免与现有的ISM、NBIOT(Narrow Band Internet of Things,窄带物联网) 等窄带通信系统形成干扰。此外,在无线通信系统及电子对抗的实际应用中,既存在以单极化为主的通信场景,又存在以双极化为主的通信场景。针对上述实际应用场景中的具体需求,本文基于“贴片-功率放大器-贴片”三明治结构提出了一系列非互易超表面。首先,阐述非互易超表面的电磁波调控模型;其次,基于贴片结构和功率放大器提出适用于单极化通信场景的宽带非互易超表面,该超表面具有工作频段宽、非互易性强等优点;之后,利用耦合结构和短路枝节在上述宽带超表面中引入阻带,从而实现两个工作频段,并有效避免该非互易超表面与窄带通信系统(ISM)的干扰;最后,调整功率放大器的位置及数量,提出适用于双极化通信场景的宽带非互易超表面,并再次采用耦合结构和短路枝节在上述宽带超表面中引入阻带。综上,本文提出的非互易超表面具有工作频段宽、避免与窄带通信系统干扰、应用场景可扩展等优点。因此,该非互易超表面在超宽带无线通信及电子对抗领域具有巨大的应用潜力。

1 非互易超表面的电磁波调控模型

图1 非互易超表面的电磁波调控特性Fig.1 The electromagnetic wave modulation characteristics of nonreciprocal metasurface

当电磁波沿+z轴传输,非互易超表面所对应的传输矩阵:

当电磁波沿-z轴传输,非互易超表面所对应的传输矩阵:

在式(1)和(2)中,t代表时刻 (t∈t1,t2,t3,…);±代表电磁波的传输方向,其+代表电磁波沿着+z方向传播,-代表电磁波沿着-z方向传播。

不同极化类型的电磁波入射到人工电磁超表面呈现出不同的传输特性,这种现象被称之为极化非互易性,针对透射型超表面的极化非互易系数的定义如式(3)所示。基于手征结构设计的非互易超表面具有极化非互易性。

式中:u,v代表电磁波的极化类型,具体包括水平极化、垂直极化、左旋圆极化和右旋圆极化。电磁波在不同时刻下入射到人工电磁超表面呈现出不同的传输特性,这种现象被称之为时间非互易性,针对透射型超表面的时间非互易系数定义如等式(4)所示,基于可调元件设计的非互易超表面具有时间非互易性。

电磁波沿相反方向入射到人工电磁超表面呈现出不同的传输特性,这种现象被称之为空间非互易性,针对透射型超表面的空间非互易系数定义如式(5)所示。基于晶体管设计的非互易超表面具有空间非互易性。

2 应用于单极化通信场景的非互易超表面设计

在单极化通信场景中,通常以特定类型的极化电磁波作为信号载体,其对应的交叉极化电磁波为干扰信号的载体。因此,仅需针对特定方向特定极化类型的电磁波进行有效传输及放大,并抑制交叉极化电磁波的传输。本文提出一系列适用于单极化通信场景的非互易超表面,其对应的电磁波调控特性可以总结为: 当y极化电磁波沿+z方向传输并通过超表面,将会产生一定的增益,且没有偏振变化;当y极化电磁波沿-z方向传输并通过超表面,将产生一定的抑制,且没有偏振变化。当x极化电磁波沿-z、+z方向传输并通过超表面,表现出相似的传输特性。即,并以dB 的形式表述超表面针对y极化电磁波的空间非互易系数:。

为了针对单极化电磁波进行非互易式调控,本文基于接收、放大和再辐射的方案提出一系列“贴片-功率放大器-贴片” 形式的超构单元,其示意图如图2所示。第一个贴片天线接收来自超表面一侧的入射电磁波并将其馈送到功率放大器电路中,而第二个贴片天线收集离开功率放大器电路的电磁波并将其辐射到超表面的另一侧。其中接收天线和再辐射天线分别刻蚀在上层介质板的顶表面和下层介质板的底表面,并由微带结构进行馈电。其中介质板为FR4 板材,相对介电常数为4.4,损耗角正切为0.02,板材厚度为2.0 mm。在顶层和底层中分别嵌入一个功率放大器芯片以及必要的外围电路。此外,顶层的金属结构与底层的金属结构均关于AA’ 轴对称,且顶层的金属结构与底层的金属结构关于中间的金属层镜像对称。由图2可知: 超构单元A 由贴片结构和功率放大器组成;超构单元B 由贴片结构、功率放大器和耦合结构组成;超构单元C 由贴片结构、功率放大器、耦合结构和短路结构组成。上述功率放大器中的晶体管采用Mini 公司的GV84+,其对应的外围电路如图3 所示。其中Cin=44.0 pF,Cout=44.0 pF,Cb1=1.0 nF,Cb2=4.7 pF和Rb=32.0 Ω,一个5.0 V 直流电源通过直流网络为功率放大器提供40 mA 的直流信号。

图2 (a) 超构单元A 的侧视图;(b) 超构单元A 的俯视图;(c) 超构单元B 的侧视图;(d) 超构单元B 的俯视图;(e) 超构单元C 的侧视图;(f) 超构单元C 的俯视图Fig.2 (a) The side view of metasurface unit A;(b) The top view of metasurface unit A;(c) The side view of metasurface unit B;(d) The top view of metasurface unit B;(e) The side view of metasurface unit C;(f) The top view of metasurface unit C

图3 功率放大器的外围电路Fig.3 The peripheral circuit of power amplifier

基于HFSS 软件优化超构单元A、B 和C,优化后的电路参数展示在表1,2 和3 中,其对应的S参数(散射参数)仿真结果如图4 所示。由图4(a)可知: 以y极化电磁波为主极化的通信场景中,在1.0～4.0 GHz 频段内,当y极化电磁波沿+z轴传输时,其对应的传输增益均大于17.3 dB(≥17.3 dB);当y极化电磁波沿-z轴传输时,其对应的传输损耗均高于44.6 dB(≤-44.6 dB)。关于交叉极化(x极化电磁波)的调控特性如下: 在0～0.5 GHz 频段范围内,当x极化电磁波沿+z、-z轴传输时,其对应的传输损耗类似,且均大于65.2 dB(≤-65.2 dB,≤-65.2 dB)。综上,在单极化通信场景中,该超表面针对主极化电磁波进行非互易式调控,其对应的空间非互易系数为61.9 dB(即17.3-(-44.6)=61.9 dB)。针对交叉极化电磁波进行互易式调控,且传输损耗大于65.2 dB。

表1 超构单元A 的具体参数值Tab.1 The detailed parameter values of the meta-unit A mm

表2 超构单元B 的具体参数值Tab.2 The detailed parameter values of the meta-unit B mm

表3 超构单元C 的具体参数值Tab.3 The detailed parameter values of the meta-unit C mm

图4 (a) 超构单元A 和B 的仿真S 参数;(b) 超构单元B 和C 的仿真S 参数Fig.4 (a) The simulated S parameters of metasurface units A and B;(b) The simulated S parameters of metasurface units B and C

通过对比超构单元A 和B 的电路结构及S参数的仿真结果可知: 以超构单元A 为基础,加载对称式耦合结构可以得到超构单元B,并引入传输零点fTZs。通过对比超构单元B 和C 的电路结构及S参数的仿真结果可知: 在超构单元B 的基础上加载对称式短路枝节构建超构单元C,并引入传输零点fTZ1,fTZ2。通过引入上述传输零点,可以在超构单元中集成阻带特性,从而在两个频段内针对电磁波进行非互易式调控。由图4(b)可知: 基于超构单元C 组成的超表面在0.97～2.09 GHz 和2.72～4.00 GHz 两个频段内非互易式调控空间电磁波。具体来说: 当y极化电磁波沿+z轴传输时,其对应的传输增益均大于17.3 dB(≥17.3 dB);当y极化电磁波沿-z轴传输时,其对应的传输损耗均高于44.6 dB(≤-44.6 dB)。在上述两个频段中,当x极化电磁波沿+z、-z轴传输时,其对应的传输损耗类似且均大于65.2 dB(≤-65.2 dB,≤-65.2 dB)。

特定频率下,超构单元B 和C 的电场分布展示在图5。由图5(a)可知,在fTZs频率下,超构单元B 中耦合结构处的电场强度最高,即传输零点fTZs主要由耦合结构产生;由图5(b)和(c)可知,在fTZ1和fTZ2的频率下,超构单元C 中短路枝节的电场强度最高,即传输零点fTZ1和fTZ2主要由短路枝节产生。由超构单元B 和C 电场分布图推导出的结论与图4 具有良好的一致性,上述内容详细阐述了传输零点的产生机理。

3 应用于双极化通信场景的非互易超表面设计

在双极化通信场景中,主极化电磁波和交叉极化电磁波均为信号载体。因此,需要针对特定方向的主极化电磁波和交叉极化电磁波进行有效的传输及放大,并抑制相反方向的主极化电磁波和交叉极化电磁波。基于“贴片-功率放大器-贴片” 的三明治结构,本文提出一系列适用于双极化通信场景的非互易超表面,其对应的电磁波调控特性可以总结为: 当x极化电磁波和y极化电磁波沿+z方向传输并通过超表面,将会产生一定的传输增益,且没有偏振变化;当x极化电磁波和y极化电磁波沿-z方向传输并通过超表面,将会产生一定的抑制,且没有偏振变化。即并以dB 的形式表述超表面针对x极化电磁波和y极化电磁波的空间非互易系数:。

为了针对双极化电磁波进行非互易式调控,本文基于功率放大器和贴片结构提出三个不同类型的超构单元,其对应的侧视图及俯视图如图6 所示。超构单元D、E、F 的电路结构与超构单元A、B、C 的电路结构类似。值得注意的是: 超构单元D、E、F 顶层金属结构和底层金属结构中分别嵌入两个功率放大器芯片以及必要的外围电路,且顶层的金属结构与底层的金属结构均关于BB’ 轴对称。观察图6 可以发现: 超构单元D 由贴片结构和功率放大器组成;超构单元E由贴片结构、功率放大器和耦合结构组成;超构单元F 由贴片结构、功率放大器、耦合结构和短路枝节组成。上述功率放大器中的晶体管采用Mini 公司的GV84+,其外围电路如图3 所示,其对应的具体参数值展示在第2 节中。

图6 (a) 超构单元D 的侧视图;(b) 超构单元D 的俯视图;(c) 超构单元E 的侧视图;(d) 超构单元E 的俯视图;(e)超构单元F 的侧视图;(f) 超构单元F 的俯视图Fig.6 (a) The side view of metasurface unit D;(b) The top view of metasurface unit D;(c) The side view of metasurface unit E;(d) The top view of metasurface unit E;(e) The side view of metasurface unit F;(f) The top view of metasurface unit F

基于HFSS 专业电磁软件仿真优化超构单元D、E和F,优化后的电路参数展示在表4,5 和6 中,优化后的S参数如图7 所示。由图7(a)可知: 在以x极化电磁波和y极化电磁波为主的双极化通信场景中,在0.97～4.05 GHz 频段内,当x极化电磁波和y极化电磁波沿+z轴传输时,其对应的传输增益均大于17.6 dB(≥17.6 dB,≥17.6 dB);当x极化电磁波和y极化电磁波沿-z轴传输时,其对应的传输损耗均高于44.6 dB(≤-44.6 dB,≤-44.6 dB)。综上,在双极化通信场景中,该超表面同时针对相反方向入射的x极化电磁波和y极化电磁波进行非互易式调控,其空间非互易系数为62.2 dB(即17.6-(-44.6)=62.2 dB)。

表4 超构单元D 的具体参数值Tab.4 The detailed parameter values of the meta-unit D mm

表5 超构单元E 的具体参数值Tab.5 The detailed parameter values of the meta-unit E mm

表6 超构单元F 的具体参数值Tab.6 The detailed parameter values of the meta-unit F mm

图7 (a) 超构单元D 和E 的仿真S 参数;(b) 超构单元E 和F 的仿真S 参数Fig.7 (a) The simulated S parameters of metasurface units D and E;(b) The simulated S parameters of metasurface units E and F

通过对比超构单元D 和E 的电路结构(图6)及S参数的仿真结果(图7(a))可知: 以超构单元D 为基础,加载对称式耦合结构可以得到超构单元E,并引入传输零点fTZs。通过对比超构单元E 和F 的电路结构及S参数的仿真结果可知: 在超构单元E 的基础上加载对称式短路枝节得到超构单元F,并引入传输零点fTZ1,fTZ2。通过引入上述传输零点可以在超构单元F中集成阻带特性,从而在1.00～2.11 GHz 和2.75～3.95 GHz 两个频段内针对x极化电磁波和y极化电磁波进行非互易式调控。由图7(b)可知: 由超构单元F 组成的超表面在1.00～2.11 GHz 和2.75～3.95 GHz 两个频段内非互易式调控空间电磁波,当x极化电磁波和y极化电磁波沿+z轴传输时,其对应的传输增益均大于17.3 dB(≥17.3 dB,≥17.3 dB);当x极化电磁波和y极化电磁波沿-z轴传输时,其对应的传输损耗均高于44.6 dB(≤-44.6 dB,≤-44.6 dB)。

特定频率下,超构单元E 和F 的电场分布展示在图8。由图8(a)可知,在fTZs频率下,超构单元E 中耦合结构的电场强度最高,即传输零点fTZs主要由耦合结构产生;由图8(b)和8(c)可知,在fTZ1和fTZ2频率下,超构单元F 中短路枝节的电场强度最高,即传输零点fTZ1和fTZ2主要由短路枝节产生。基于超构单元E 和F电场分布图推导出的结论与图7 具有良好的一致性。上述内容详细阐述了传输零点的产生机理。

图8 (a) 在fTZs频率下,超构单元E 的电场分布图;(b) 在fTZ1频率下,超构单元F 的电场分布图;(c) 在fTZ2频率下,超构单元F 的电场分布图Fig.8 (a) The electric field distribution diagram of metasurface unit E operating at fTZs;(b) The electric field distribution diagram of metasurface unit F operating at fTZ1;(c) The electric field distribution diagram of metasurface unit F operating at fTZ2

本文提出的非互易超表面与已发表非互易超表面性能的对比如表7 所示。由表7 可知: 本文所设计的非互易超表面的工作带宽为3.00 GHz,显著高于目前已发表的非互易超表面的工作带宽。此外,本文所提出的设计方法不仅适用于单极化通信场景,还适用于双极化通信场景,其非互易系数均高于60.0 dB,其非互易性显著高于已发表的其他非互易超表面。鉴于本文非互易超表面的性能优势,其在超宽带无线通信及电子对抗领域的应用潜力巨大。

表7 本文非互易超表面与已发表非互易超表面的性能对比Tab.7 The performance comparisons of the proposed non-reciprocal metasurfaces and other published non-reciprocal metasurfaces

4 结论

本文基于“贴片-功率放大器-贴片”的三明治结构设计了一系列非互易超表面电路结构,并利用耦合结构和短路枝节在宽带非互易超表面中引入阻带,从而有效避免上述宽带超表面与现有ISM 窄带通信系统产生干扰。通过改变功率放大器的数目及位置依次提出适应单极化通信场景和双极化通信场景的非互易超表面。此外,利用散射参数、表面电场分布详细分析了上述超表面的工作机理。本文提出的非互易超表面设计方法简洁,电路结构简单,非互易系数高,工作频带为超宽带/双频,针对单极化/双极化电磁波进行非互易式调控。综上,本文设计的非互易超表面综合工作性能优异,在超宽带无线通信及电子对抗领域具有广阔的应用前景。