基于分时复合的无线供电三倍频逆变器

赵建松 王军华 蔡昌松 牟建学 罗 阳

基于分时复合的无线供电三倍频逆变器

赵建松 王军华 蔡昌松 牟建学 罗 阳

（武汉大学电气与自动化学院 武汉 430072）

受开关器件工作频率的限制，传统高频方波逆变器输出电压的频率难以提高，为满足无线电能传输系统运行频率高频化的要求，该文基于传统移相全桥逆变器，提出一种输出方波频率为开关器件工作频率3倍的逆变器及其驱动策略，并分析了逆变器在无线电能传输系统等效模型下的工作模态。与其他高频逆变器相比，其输出交流方波的频率提升为原来的3倍，开关管的电流应力降低为原来的1/3，开关管发热损耗进一步降低，具有输出更高频率的潜力；同时采用软开关技术保证逆变器较高的效率，并可利用简单成熟的移相控制方案或变频控制方案对输出功率进行调节。最后搭建了用于无线供电系统的三倍频逆变器实验平台，验证了该逆变器理论分析的正确性和可行性。

分时 复合三倍频 逆变器 无线电能传输

0 引言

高频逆变器在无线电能传输（Wireless Power Transfer, WPT）、感应加热领域中有着广泛的应用[1-4]，可将稳定直流源逆变成高频交流方波源，为后级电路提供稳定可控的激励。高频逆变器的工作效率、输出频率和处理功率等参数对整个系统运行性能有着至关重要的影响[5-6]。尤其在谐振式无线电能传输系统中，线圈的最优工作谐振频率与传输距离的三次方成正比[7]，在电场耦合式水下无线电能传输系统中，增大工作频率可减小耦合机构的损耗[8]，同时工作频率高频化有利于传输线圈和补偿元件的小型化与轻量化[9-11]。

WPT系统中常用的全桥逆变器[12-14]、半桥逆变器[15-16]、E类功率放大器[17-19]以及其他驱动方案的性能对比见表1。全桥逆变器常用于大功率、高电压场合，通过调节超前臂与滞后臂驱动信号的移相角可控制输出方波的脉冲宽度，实现功率调节。半桥型逆变器只有一只桥臂，需避免上、下开关管直通，常用于中小功率场合，采用变频控制，输出脉宽为固定50% 的正方波。E类功率放大器源于射频领域，常用于中小功率、高频场合，理想工作状态下可实现零电压开关（Zero Voltage Switching, ZVS），但负载适应能力较弱。此外，基于E类功率放大器还衍生出了EF类功率放大器[20-21]和推挽式双E类功率放大器[22-24]，在保持逆变输出高频率的同时，EF类功率放大器可通过谐波注入的方式有效降低开关管的电压应力，而双E类功率放大器则利用推挽结构，可降低流过开关管电流，有效提高输出功率，但E类功率放大器衍生拓扑在功率调节、软开关等方面的技术难度并没有降低。

表1 不同方案高频逆变器性能对比

Tab.1 Characteristics of different schemes of high frequency drive

为提高谐振系统的工作频率，需采用先进开关器件或改进电路拓扑。前者在实际操作中可选用高压MOSFET替代IGBT，或采用更加先进的第三代半导体如碳化硅、氮化镓器件[25-26]，但频率提升有限且成本高昂。拓扑改进方案中，文献[27-28]利用单相全桥逆变器的基本结构，使每个桥臂均采用相同数量的并联开关管，不同桥臂分时交替工作，实现倍频数与并联数相同的IGBT高频感应加热逆变电源，提高了输出频率，但并未涉及功率调节；在WPT系统高频电源中，文献[29]基于类似原理在半桥结构基础上提出倍频电源，实现了在IGBT工作于42kHz条件下输出84kHz方波，并分析死区条件下的工作波形，但同样未讨论功率调节，且控制难度随倍频数倍增。此外，还有用低频输出来驱动高频谐振系统的脉冲驱动和谐波驱动方案。在脉冲驱动方案中，文献[30]利用两个开关管、两个耦合电感和一个二极管搭建能量收集和能量注入电路，可以在开关管的单个周期内对WPT系统完成单次正脉冲能量注入，能量注入电路中开关管的关断时间为脉冲注入时间，也是WPT系统的半个谐振周期，文中实现2.2W传输功率和94%传输效率；文献[31]在单脉冲能量注入的思想基础上，采用4个开关管实现双脉冲能量注入，可在一个开关周期内完成一次正脉冲能量注入和一次负脉冲能量注入，脉冲能量注入频率是文献[30]两倍，提高了功率传输密度并实现ZVS软开关技术，实验样机成功驱动谐振频率为开关管工作频率5倍的WPT系统，功率可达77W，最高效率可达73.5%。能量注入电路虽然可以驱动数倍于开关频率的谐振电路，但开关管电压应力较高。在谐波驱动方案中，文献[32-33]中讨论利用低频方波中的3次或更高次谐波驱动WPT系统，可有效提高线圈谐振频率和减小线圈尺寸，但开关管中流过环流占比与选定的谐波次数正相关，驱动高频系统时效率较低；为了实现高频谐波驱动的功率调节，可应用移相控制技术[34-35]，文献[34]利用160.7kHz、96.3kHz低开关频率产生的低频方波来驱动500kHz高谐振频率的WPT系统，采用移相控制实现对输出功率的调节，传输功率可达140W，不包含整流时效率达91.6%，但仍不能解决开关管中环流导致损耗增加和降额运行的问题。

本文三倍频逆变器基于传统移相全桥逆变器，利用全桥输出脉冲宽度不大于60°的逆变方波以固定120°的相位差分时交替输出，在时域上叠加复合为三倍频逆变方波。其输出交流方波的频率提升为开关管工作频率的3倍，开关管的电流应力降低为原来的三分之一，单个开关管的导通损耗和开关损耗均有效降低，具有更高的输出频率和功率，可轻松实现软开关，并可利用移相控制技术对输出功率进行调节，与表1中所提各个驱动方案相比具有一定的优势。文中首先详细介绍了三倍频逆变器的工作原理以及输出方波频率和脉宽的调控方法，然后分析了逆变器在无线电能传输系统等效模型下的工作模态，最后搭建了无线供电三倍频逆变器的实验平台，验证所提方案的正确性和可行性。

1 分时复合三倍频逆变器工作原理

1.1 分时复合三倍频逆变器基本原理

传统电压型移相全桥逆变器用于无线电能传输时，其等效谐振网络常呈现弱感性，开关管可实现零电压开通（ZVS）。同一桥臂上下两个开关管互补导通，超前臂与滞后臂的对角线开关管驱动信号具有一定的移相角，输出交流方波的脉冲宽度=180°-d可调。当逆变器A的移相角= 120°时，输出oA为脉冲= 60°的方波，如图1所示，则一个周期s内输出波形数学表达式为

式中，Vi为输入直流电压；Ts为一个开关周期；(·)表示阶跃函数。

本文所提出的三倍频逆变器在单个移相全桥逆变器（移相角≥120°）基础上，增加逆变器B和逆变器C，移相角均为，三个全桥逆变器输出波形相位差Df固定为120°，即A= 120°，B= 240°，C= 0°。三者输出波形通过图1中分时复合的方式并联输出，可在开关管工作频率为s时得到频率为s′（s′=3s）的三倍频方波。合成波形表达式为

1.2 分时复合三倍频逆变器基本结构

本文所提出的分时复合三倍频逆变器拓扑电路如图2所示，3个全桥逆变输入端为3个独立直流电压源i，输出端并联后接负载，负载由等效电感eq、等效电容eq和等效电阻eq串联组成。

图2 分时复合三倍频逆变器拓扑

该拓扑通过调节逆变器的超前臂与滞后臂间的移相角（120°≤≤180°），可改变输出方波的脉宽。同时在单个逆变器的两桥臂间加入双向开关，导通时为负载提供续流通道，关断时防止某一全桥输出经由另一全桥发生短路。该拓扑采用较多的开关器件，与传统逆变器相比，提高了硬件成本与控制难度，但具有以下优势：①对桥臂采用分时驱动方式获取三倍于工作频率的逆变方波，使耦合机构效率和传输距离提高；②采用变频控制过程中，系统输出变频范围扩大为原来的三倍，增大了系统的有效可调范围；③器件的开关频率更低、导通时间更短，有效降低了开关器件的发热，可进一步提高逆变器的输出频率和处理功率。WPT系统中逆变器的负载可等效为LCR串联谐振网络，其谐振频率r为

三倍频逆变器中采用了双向开关，这种特殊开关通常可工作于四种状态，即完全导通时允许正向或反向电流流动，完全关断时能阻断正向或反向电压，此外，还拥有类似二极管的单向导通特性。高频双向开关管可采用分立MOS管搭建，其主要的结构如图3所示，图3a中，两个开关管采用背靠背、共源极连接方式组成双向开关，具有驱动简单的优点，当不要求工作于二极管模式时，可将其门极驱动相连，采用一个驱动芯片即可实现双向通断。图3b中，两个开关管采用共漏极连接方式组成双向开关，与图3a中类似，导通电流流过体内二极管，过电流能力降低，此外由于两个开关管源极电压不同，需采用独立驱动芯片，通常不采用此种结构。图3c中采用两个反向并联的MOS管-二极管串联单元，导通电流不经过体内二极管，具有较大过电流能力，但需要额外二极管且需采用独立驱动芯片。本文中双向开关仅工作于双向导通及双向阻断的二象限工作模式，故采用图3a中结构并采用单个驱动芯片即可驱动双向开关，为简化表达，下文图中的双向开关管将用图3d符号表示。

1.3 分时复合三倍频逆变器的控制原理

逆变器开关管数量较多，控制也较复杂。本文主要研究三倍频逆变器的基本工作原理和可行性，因此采用开环控制方案，WPT系统以LCC-S补偿为例，如图4中点画线外所示，1、2分别为发射、接收线圈电感，为耦合系数，f为补偿电感，f、1、2为补偿电容。指定逆变器的工作频率s和移相角，PWM控制器产生频率为s且相位分别为0°、、120°、120°+d、240°、240°+d的方波信号，控制半桥驱动芯片驱动对应的开关管，d为死区时间。而当需要闭环控制时，控制回路如图4中点画线内所示。当负载及耦合系数变化时，整个WPT系统的谐振频率r发生改变，通过检测逆变器电流相位并调节工作频率s，使逆变器负载保持在弱感性状态，即逆变器输出电流o滞后于输出电压o；同时对负载的电压v进行反馈控制，当v偏大时，增大移相角，这将在日后进行更加深入的研究。

图4 分时复合三倍频逆变器控制框图

假设逆变器开关管为理想器件并忽略死区时间和输出谐波，则以为移相角工作的三倍频逆变器输出电压与输入电压有效值增益为

在LCC-S补偿的WPT系统中，若忽略副边整流二极管导通压降以及补偿电容、补偿电感、耦合线圈的串联等效电阻，则整个WPT系统的直流电压增益为

当发射线圈与接收线圈的耦合系数发生改变时，若要求输出电压V不变，即增益不变，则移相角与耦合系数、系统补偿系数之间的关系如图5所示。可以看出，系统补偿系数由补偿电感及线圈电感决定且WPT系统设计完成后不变，为保持输出电压稳定，当耦合系数发生改变时，需改变逆变器运行移相角。

图5 不同增益下d与k、p的关系曲线

WPT系统补偿系数对电压增益的影响如图6所示，针对不同的电压增益需求，可以选定合适的系统补偿系数，使系统在耦合系数变化时，逆变器以合适的移相角高效运行。

图6 不同补偿系数下G与k、d 的关系曲线

2 逆变器工作模式分析

2.1 三倍频逆变器基本工作模式分析

三倍频逆变器工作波形及开关模式如图7所示。为简化分析，假设i为并联大电容的理想电压源，开关管S为忽略结电容的理想器件，o为逆变器输出高频方波电压。电路中各个开关管的驱动时序如图7a所示，s为开关周期，d为同一桥臂上下两个开关管互补导通的死区时间，超前臂与滞后臂间的相位差= 120°，三个全桥驱动信号的相位差Df固定为120°。在一个开关周期中，三个全桥依次输出脉宽为60°逆变方波，分时复合并联输出3倍于开关频率的逆变方波。

由图7可知，一个开关周期内电路有多种模态。当等效LCR串联谐振负载在输出频率s′下呈纯阻性（s′=r）时，一个输出周期内有六种模态；当负载呈感性（s′＞r）或容性（s′＜r）时一个输出周期内工作模态随阻抗角变化而变化，其工作模态由六种减至四种时，负载阻抗角满足

1）工作模态1

此模态为正向供电模态，如图7b所示，0～1时，全桥C的SC1、SC4、SC6开通，输出电压为+i。当负载呈阻性时，正向电流通过全桥C的SC1、SC4、SC6为负载供电；当负载呈感性时，反向续流电流通过SC1、SC4的体内二极管以及SC6回到电源中，0时刻前SA1、SA6中无电流流过，由于反向续流，SC4电压被体内二极管钳位，因此SA1、SA6、SC4实现ZVS，正向电流同阻性负载一致；当负载呈容性时，电流通路与感性负载一致，1时刻SC1、SB4实现零电流关断（Zero-Current Switch, ZCS）。

2）工作模态2

此模态为正向续流模态，如图7c所示，1～2时，全桥C的超前臂和上下两个双向开关均截止，输出电压为-i。当负载呈阻性时，正向电流通过全桥B的SB5以及SB2、SB3的体内二极管续流，能量回馈到全桥B的电源中；当负载网络呈感性时，工作模态2持续时间延长，|j|≥d/s×540°时，1～3整个死区时间d内工作在工作模态2；当负载呈容性时，模态2持续时间缩短或消失。

3）工作模态3

此模态为反向续流模态，如图7d所示，2～3时，各个开关状态与工作模态2相同，但负载续流电流方向和路径改变，输出电压为+i。当负载呈阻性时，此时反向电流通过全桥A的SA6以及SA1、SA4的体内二极管续流，能量回馈到全桥A的电源中；当负载网络呈感性时，模态3持续时间缩短或消失；当负载网络呈容性时，模态3持续时间延长，|j|≥d/s×540°时，1～3整个死区时间d内工作在模态3。

4）工作模态4

此模态为反向供电模态，如图7e所示，3～4时，全桥B的SB2、SB3、SB5开通，输出电压为-i。当负载呈阻性时，反向电流通过全桥B的SB2、SB3、SB5为负载供电；当负载呈感性且不存在模态3时，正向续流电流通过SB2、SB3的体内二极管以及SB5回到电源中，此时在3时刻前SC2、SC5中无电流，SB3漏源电压被体内二极管的续流电流钳位，在3时刻SC2、SC5、SB3均实现ZVS，其反向供电电流同阻性负载一致；当负载呈容性时，电流通路同感性负载分析一致，而在4时刻前的正向续流电流使得SB2、SA3实现ZCS。

5）工作模态5

此模态为反向续流模态，如图7f所示，4～5时，全桥B的超前臂和上下两个双向开关管均截止，输出电压为+i。当负载呈阻性时，反向续流电流通过全桥A的SA6以及SA1、SA4的体内二极管将能量回馈到全桥A电源中，该电流路径与模态3分析一致；而当负载网络呈感性时，模态5的工作时间延长，且当|j|≥d/s×540°时，4～6整个死区时间d内均工作在模态5；负载呈容性时模态5工作时间将缩短或消失。

6）工作模态6

此模态为正向续流模态，如图7g所示，5～6时，各个开关管状态与模态5分析相同，而负载续流电流的方向和路径改变，输出电压为-i。当负载呈阻性时，正向电流通过全桥C的SC5以及SC2、SC3的体内二极管将能量回馈到全桥C电源中。当负载网络呈感性时，模态6的持续时间将缩短或消失；而当负载网络呈容性时，模态6的持续时间延长，且当|j|≥d/s×540°时，4～6整个死区时间d内均工作在模态6。

上文描述了无脉宽调节的三倍频工作模式，即基本工作模式（= 120°）的驱动时序和开关管工作波形，模态1～6完成一个输出周期，三个全桥分时输出相位差为120°、脉宽为60°的方波，复合后并联输出得到三倍于开关频率的逆变方波。在另外两个输出周期中，分析方法与上文类似，只不过开关状态循环改变、支路电流在不同全桥之间转移，不再赘述。根据分析可知，在输出相同频率逆变方波情况下，与普通全桥相比，开关管工作频率和导通工作时间均降为原有的三分之一，同时电流应力降低，电压应力保持不变，本文提出的三倍频逆变器可有效减小单个开关管开关损耗和导通损耗，提高逆变输出频率和功率。

2.2 三倍频逆变器移相工作模式分析

本文2.1小节中分析了考虑死区时基本工作模式的各种工作模态，本小节将分析移相工作模式（120°＜＜180°）下逆变器的驱动原理和工作波形。当超前臂与滞后臂驱动信号的移相角增大时，输出方波脉冲宽度将减小，即可实现输出脉宽控制。图8中展示了当移相角= 140°时，一个开关周期中各个开关管的驱动信号以及等效负载分别在阻性、感性和容性条件下的工作波形。为简化分析，忽略死区时间，一个输出周期中共有四种工作模态。图8a中可见，不同负载条件下输出电压波形相同，但续流电流在全桥间的流通路径有所不同。

1）工作模态1

此模态为续流模态，如图8b所示，0～1时，全桥A的SA1、SA3以及双向开关管SA5导通，输出电压为0V。反向续流电流通过SA1的体内二极管以及SA5、SA3，正向续流电流通过SA3的体内二极管以及SA5、SA1。阻性负载下正向续流与反向续流时间相同；感性负载下反向续流时间延长，正向续流时间缩短，容性负载则相反，而当负载阻抗角|j|≥3(d-120°)/2时，续流只有一个方向。

2）工作模态2

此模态为正向供电模态，如图8c所示，1～2时，全桥C的SC1、SC4、SC6导通，输出电压为+i。此工作模式与一般移相全桥相同，正向电流通过SC1、SC4、SC6向负载供电，反向续流则通过SC1、SC4的体内二极管以及SC6反馈至电源。

3）工作模态3

此模态为续流模态，如图8d所示，2～3时，全桥C的SC2、SC4、SC6开通，输出电压为0V。正向电流通过SC2的体内二极管以及SC4、SC6续流，反向电流则通过SC4的体内二极管以及SC2、SC6续流。阻性负载下正向续流与反向续流时间相同；感性负载下正向续流时间延长，反向续流时间缩短，容性负载则相反，当负载阻抗角|j|≥3(d-120°)/2时，续流只有一个方向。

4）工作模态4

此模态为反向供电模态，如图8e所示，3～4时，全桥B的SB2、SB3、SB5导通，输出电压为-i。反向电流通过SB2、SB3、SB5向负载供电，正向电流通过SB2、SB3的体内二极管以及双向开关SB5续流。

上文描述了利用脉宽调节输出功率的三倍频工作模式，即移相工作模式（120°＜＜180°）的驱动时序和开关管工作波形。模态1～4完成一个输出周期，对应的全桥C的正电压输出和全桥B的负电压输出，剩下两个输出周期的开关状态及电压电流波形与此类似，3个全桥交替输出脉宽=180°-d的交流方波。对输出频率为s′的方波而言，其脉宽′=3(180°-d)，输出波形可表示为

式中，′=2ps′=6ps。

3 实验验证

3.1 工作原理实验验证

为了验证以上原理分析的正确性，根据图2制作了一台三倍频逆变器实验样机，无线电能传输系统的等效模型采用RLC串联谐振负载，实验中负载电阻eq采用RI无感釉膜电阻，其等效电感极小并已计入等效电感eq，谐振电感为自制磁心电感，谐振电容采用CBB81薄膜电容，实验系统相关参数见表2。

图9是三倍频逆变运行在基本工作模式（即移相角=120°）下的输出电压电流实验波形。图9a中开关管的工作频率为98.5kHz，逆变输出频率为295.5kHz，可以看到逆变输出电压与电流同相位，全桥A和全桥C输出电流相位差为240°；图9b中开关管的工作频率为100.5kHz，逆变输出频率为301.5kHz，此时谐振网络呈感性，可以看到逆变输出电流滞后于输出电压；图9c中开关管的工作频率为96.5kHz，逆变输出频率为289.5kHz，此时谐振网络呈容性，可以看到逆变输出电流超前于电压。

表2 实验系统参数

Tab.2 Parameters of experimental system

图9 不同负载逆变器实验波形

图10是在移相工作模式（= 140°）下逆变器的输出电压电流实验波形，输出电压脉宽′=120°。图10a中开关管的工作频率为98.5kHz，逆变器输出频率为295.5kHz，负载呈阻性，电流与电压同相位；图10b中开关工作频率为100.5kHz，逆变输出频率为301.5kHz，大于谐振频率，负载呈感性，电流滞后电压；图10c中开关管工作频率为96.5kHz，逆变输出频率为289.5kHz，小于谐振频率，负载呈容性，电流超前电压；由于死区时间内的续流经过电源，故从续流模态切换为输出模态时存在电压尖峰。

图10 移相工作时逆变器实验波形

从以上波形中可见，三个全桥分别以120°相位差分时复合后输出三倍频方波，且成功实现移相调节，采用的双向开关避免了桥间短路并提供了续流通路，验证了逆变器在不同负载及不同工作模式下可稳定运行。

3.2 WPT实验验证

为了验证该逆变器在WPT系统中实际应用能力，本文还搭建了WPT系统三倍频逆变器实验平台，如图11所示。

图11 采用三倍频逆变器WPT实验平台

WPT系统采用LCC-S补偿，补偿电容计算公式为

表3 WPT系统参数

Tab.3 Parameters of WPT system

图12是WPT实验平台的工作波形，开关管工作频率为100kHz，逆变输出频率为300kHz，WPT系统在此频率下呈弱感性。图12a展示了该逆变器输出电压、电流及全桥A、全桥C输出电流；图12b为移相角= 135°时的工作波形。图12c为逆变器开环工作条件下，负载由空载到带载、负载变动、带载到空载过程中三倍频逆变器输出电压、电流以及直流负载电压、电流的动态响应波形。图12中逆变器输出电压基本不变，而负载电压从空载到带载时波动较大，虽然WPT系统采用的LCC-S补偿方案具有一定恒压输出特性，但是能量传输过程中电压的损耗随负载增大而增大，若要对输出电压和电流进行调节，则需引入闭环控制。

图12 三倍频逆变器工作波形

图13为全桥A各个开关管的工作波形。图13中ds、dd分别为普通开关管、双向开关管两端电压，oA为全桥A输出电流，gs为开关管驱动电压。图13a、13b中，超前臂开关管SA1、SA2在驱动信号gs到来前，漏源电压ds已降为0，导通一段时间后才流过电流；图13c、图13d中，滞后臂开关管SA3、SA4在驱动信号gs到来前，开关管的体内二极管流过反向电流，将漏源电压ds钳位至0；在图13e、图13f中，双向开关管SA5、SA6在驱动信号gs到来前，开关管两端的电压dd为0，在导通一段时间后才流过电流。因此，全桥各个开关管均实现ZVS开通，这使得电流虽然流过较多的开关管，但依然能够保持较高的效率。

图14为该实验平台在不同负载电阻、移相角下的传输效率（为直流电源到负载的效率）及输出功率（为负载功率）的变化曲线。图14a中，移相角=120°，输出效率保持在81%以上，负载电阻=20W时最高可达84.1%，输出功率随负载电阻的增大而减小；图14b中，负载电阻=20W，输出功率和效率均随移相角增大而降低，这是由于开关管体内二极管续流时间的增加导致的。以上实验进一步验证了三倍频逆变器的理论分析的正确性以及用于WPT系统的可行性。

图14 三倍频逆变器输出功率与效率曲线

4 结论

本文在传统移相全桥逆变器的基础上，提出了一种基于分时复合的无线供电三倍频逆变器。文中详细介绍了该逆变器的基本结构和工作原理，利用脉冲宽度不大于60°且相位差互为120°的三个逆变方波分时复合，获得输出频率为开关频率三倍的逆变方波。采用双向开关管连接全桥超前臂与滞后臂，导通时为死区时间内以及移相续流时间内的续流提供通路，阻断时防止全桥间的短路。与传统高频逆变器相比，单个开关管工作频率和导通时间降低，有效降低开关管的损耗及温升，提高逆变输出功率和频率。结合开关管驱动波形，详细分析了逆变器在等效负载分别呈阻性、感性和容性条件下，考虑死区时间和移相工作时的工作模态以及各模态下的工作波形。最后制作了三倍频逆变器样机，验证了理论分析的正确性及有效性；并搭建了WPT实验平台，实现了开关管工作频率100kHz，输出逆变频率300kHz，各开关管均实现ZVS软开关，在20W的电阻负载下，整个WPT系统传输效率最高为84.1%，输出功率达126W，同时验证了该逆变器抗负载扰动能力以及移相控制能力。

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Triple Frequency Inverter Based on Time-Sharing Composite for Wireless Power Transfer System

Zhao Jiansong Wang Junhua Cai Changsong Mu Jianxue Luo Yang

（School of Electrical Engineering and Automation Wuhan University Wuhan 430072 China）

Due to the limitation of the operating frequency of switching devices, the output frequency converted by conventional high-frequency inverters is difficult to increase.In order to meet the requirements of high-frequency operation of wireless power transfer (WPT) systems, an inverter and its driving strategy, whose output square wave frequency is three times the operating frequency of the switching device, are proposed based on conventional phase-shifting full-bridge inverters in this paper.The operating modes of the proposed inverter withan equivalent WPT model are also analyzed. Compared with other high-frequency inverters, the output frequency of the inverter is increased by three times, the current stress of the switches is reduced to one third of the original, and the heat loss of the switches is also decreased, and it has the potential to output higher frequency. Meanwhile, soft switching is realized to ensure the high efficiency of the inverter, and asimple and mature phase-shifting or variable-frequency control scheme can be adopted to adjust the output power. Finally, a WPT experimental prototypebased on the triple-frequency inverter is built to verify the correctness and feasibility of the theoretical analysis and design of the triple-frequency inverter.

Time-sharing, triple frequency, inverter, wireless power transfer

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211205

TM464

国家重点研发计划（2017YFB1201002）和中国博士后科学基金（2021TQ0249，2021M692466）资助项目。

2021-08-04

2021-12-17

赵建松 男，1996年生，硕士研究生，研究方向为无线电能传输技术及其应用。E-mail：jasonzhao@whu.edu.cn

蔡昌松 男，1992年生，博士（后），研究方向为无线电能传输、新能源储能等。E-mail：changsongcai@whu.edu.cn（通信作者）

（编辑 郭丽军）