交错并联三绕组耦合电感高增益Boost变换器

刘 洋，董锋斌，皇金锋,2

交错并联三绕组耦合电感高增益Boost变换器

刘 洋1，董锋斌1，皇金锋1,2

(1.陕西理工大学电气工程学院，陕西 汉中 723001；2.陕西省工业自动化重点实验室，陕西 汉中 723001)

交错并联；三绕组；耦合电感；高增益；Boost变换器

0 引言

目前，可再生能源(Renewable Energy Socrces, RES)如光伏(Photovoltaics, PVs)和燃料电池(Fuel Cells, FCs)迅速发展并得到了广泛应用[1-5]，成为了国内外诸多研究者的热点研究对象。但是这些电源的输出为低直流电压(＜50 V)，为达到适当的输出电压(＞300 V)以满足逆变并网所需的电压等级，需要采用高增益DC/DC变换器[6-10]。

传统的升压直流变换器具有结构简单，性能稳定，输入电流连续等优点，为可再生能源提供电压增益；然而，该变换器在实际应用中即使在极端的占空比下也难以提供一个适当的高电压增益，且存在开关器件需要承受高电压应力以及二极管反向恢复损耗等问题，不管从电压转换比还是功率处理能力都非常有限。因此，为使变换器在合理占空比下具有较高的工作效率，有必要对传统的升压直流变换器改进，以实现高效且高增益的目的。近些年，国内外研究工作者改进得到的高增益变换器层出不穷[11-14]。文献[15-17]采用级联技术，通过将一种或多种升压变换器串联获得了更高的输出电压，虽然满足了电网逆变所需的电压等级，但是由于串联组合的方式使得元器件使用过多增加了其损耗，效率低，且电路结构复杂，工作可靠性低。文献[18-20]通过引入开关电容(电感)单元也能有效提升输出电压，但要满足高升压比的需求就必须增加多个单元，致使电路也难以保证其高效率及经济性，应用过于局限。文献[21-22]采用耦合电感技术，在不增加磁性储能元件的基础上获得了可观的电压增益，且电压增益由原本的单一控制变量占空比增加了一个可控变量匝数比，使占空比拥有更宽的余度，但由于耦合电感存在漏电感易与功率器件谐振造成电压尖峰，对该类变换器进行优化很有必要。

文献[23]中所提变换器利用有源开关消除了原边漏电感对于开关管的影响，利用倍压单元的构造消除了副边漏电感对二极管的影响，但应用在大功率场所时，使得耦合电感原边电流纹波较大。基于此，本文通过将文献[23]所提变换器进行组合得到一种交错并联三绕组耦合电感高增益Boost变换器。一方面，可有效减小耦合电感原边电流纹波以及三绕组耦合电感电流应力；另一方面，开关管占空比被切分，获得高电压增益的单个开关管所需占空比减小。

1 交错并联三绕组耦合电感高增益Boost变换器工作原理分析

1.1 拓扑提出

图1 带桥式倍压单元的耦合电感型Boost变换器

图2 电路拓扑及其等效电路

1.2 工作原理

交错并联三绕组耦合电感高增益Boost变换器处于稳定运行时的主要工作波形如图3所示。由于该变换器有3个开关管，故以开关管S1为基准，在开关管S1开始导通至下一次导通前的时间内，其存在16种工作模态，对应的等效电路如图4所示，其中开关管S1与开关管S2关断后(即开关管So导通期间)的5个工作模态相同。

图3 变换器稳态工作的主要波形

Fig. 3Main waveform of the converter in steady state operation

1) 工作模态I[0—1]

如图4(a)所示，开关管S1、二极管D1导通，开关管S2、So、二极管D2关断。在此阶段下，耦合电感副边s进入放磁状态；耦合电感漏电感k1、k2，励磁电感m1、m2同样处于放磁状态；负载电阻两端电压由电容o单独维持；支路电流ab与漏感电流Lk1、Lk2线性减小至零。此模态非常短暂，在1时刻进入下一个工作模态。

2) 工作模态II[1—2]

如图4(b)所示，开关管S1、二极管D1导通，开关管S2、So、二极管D2关断。耦合电感副边s，励磁电感m1、m2依旧处于放磁状态，电容1继续充电；耦合电感漏电感k1、k2开始正向充磁，漏感电流Lk1、Lk2线性上升；耦合电感副边s电流线性减小至零后二极管D1截止。此模态非常短暂，在2时刻进入下一个工作模态。

3) 工作模态III[2—3]

如图4(c)所示，开关管S1、二极管D2导通，开关管S2、So、二极管D1关断。耦合电感副边s进入反向充磁状态，耦合电感漏电感k1、k2，励磁电感m1、m2处于充磁状态；漏感电流Lk1、Lk2，励磁电感电流Lm1、Lm2线性上升；耦合电感副边s经二极管D2给电容2充电；负载电阻两端电压由电容o单独维持。在3时刻进入下一个工作模态。

4) 工作模态IV(XII)[3—4]([11—12])

如图4(d)所示，开关管So、二极管D2导通，开关管S1、S2、二极管D1关断。耦合电感副边s，耦合电感漏电感k1、k2处于放磁状态，励磁电感m1、m2依旧处于充磁状态；负载电阻两端电压此阶段由输入电压in、耦合电感漏电感k1、k2、电容1、2共同提供，电容o此阶段开始充电；耦合电感副边s电流线性减小至零后二极管D2截止。此模态比较短暂，在4(12)时刻进入下一个工作模态。

Fig. 4 Equivalent circuit corresponding to each working mode

5) 工作模态V(XIII)[4—5]([12—13])

如图4(e)所示，开关管So、二极管D1导通，开关管S1、S2、二极管D2关断。耦合电感漏电感k1、k2，励磁电感m1、m2处于放磁状态，耦合电感副边s处于充磁状态；负载电阻两端电压此阶段由输入电压in、励磁电感m1、m2、耦合电感漏电感k1、k2、电容1、2共同提供，电容o继续充电；耦合电感副边s电流线性上升至等于漏感电流Lk1、Lk2，支路电流ab减小至零，在5(13)时刻进入下一个工作模态。

6) 工作模态VI(XIV)[5—6]([13—14])

如图4(f)所示，开关管So、二极管D1导通，开关管S1、S2、二极管D2关断。耦合电感漏电感k1、k2，励磁电感m1、m2处于放磁状态，耦合电感副边s处于充磁状态；负载电阻两端电压此阶段由输入电压in、励磁电感m1、m2、耦合电感漏电感k1、k2、电容1、2共同提供，电容o继续充电；耦合电感副边s电流持续线性上升，支路电流ab从零开始反向增大至等于漏感电流Lk1(即电容1放电电流C1减小至零)时，此模态非常短暂，在6(14)时刻进入下一个工作模态。

7) 工作模态VII(XV)[6—7]([14—15])

如图4(g)所示，开关管So、二极管D1导通，开关管S1、S2、二极管D2关断。耦合电感漏电感k1、k2，励磁电感m1、m2处于放磁状态，耦合电感副边s处于充磁状态；负载电阻两端电压此阶段由输入电压in、耦合电感副边s、励磁电感m1、m2、耦合电感漏电感k1、k2、电容2共同提供，电容o继续充电；电容1开始充电；电容o充电电流、电容2放电电流、开关管So电流So、漏感电流Lk1、Lk2线性减小至零，此模态比较短暂，在7(15)时刻进入下一个工作模态。

8) 工作模态VIII(XVI)[7—8]([15—16])

如图4(h)所示，开关管So、二极管D1导通，开关管S1、S2、二极管D2关断。励磁电感m1、m2仍处于放磁状态，耦合电感副边s仍处于充磁状态，耦合电感漏电感k1、k2进入反向充磁状态；负载电阻两端电压此阶段仅由电容o维持；电容1、2充电；在8(16)时刻进入下一个工作模态。

9) 工作模态IX[8—9]

如图4(i)所示，开关管S2、二极管D1导通，开关管S1、So、二极管D2关断。在此阶段下，耦合电感副边s进入放磁状态，电容1继续充电；耦合电感漏电感k1、k2，励磁电感m1、m2同样处于放磁状态；负载电阻两端电压由电容o单独维持；开关管S2电流、漏感电流Lk1、Lk2线性减小至零。此模态非常短暂，在9时刻进入下一个工作模态。

10) 工作模态X[9—10]

如图4(j)所示，开关管S2、二极管D1导通，开关管S1、So、二极管D2关断。耦合电感副边s，励磁电感m1、m2依旧处于放磁状态，电容1继续充电；耦合电感漏电感k1、k2开始正向充磁，漏感电流Lk1、Lk2线性上升；耦合电感副边s电流线性减小至零后二极管D1截止。此模态非常短暂，在10时刻进入下一个工作模态。

11) 工作模态XI[10—11]：

如图4(k)所示，开关管S2、二极管D2导通，开关管S1、So、二极管D1关断。耦合电感副边s进入反向充磁状态，耦合电感漏电感k1、k2，励磁电感m1、m2处于充磁状态；漏感电流Lk1、Lk2，励磁电感电流Lm1、Lm2线性上升；耦合电感副边s经二极管D2给电容2充电；负载电阻两端电压由电容o单独维持。在11时刻进入下一个工作模态。

2 交错并联三绕组耦合电感高增益Boost变换器稳态性能分析

2.1 电压增益

为简便增益公式的推导，忽略由漏电感所引起短暂的I、II、VI、XI、X、XII 6个工作模态，则此时只考虑III、V、VI、VII、VIII、XI、XIII、XIV、XV、XVI 10个工作模态。

在工作模态V、VI、VII、VIII开关管S1关断以及工作模态XIII、XIV、XV、XVI开关管S2关断时(即So导通时)，励磁电感m1(m2)电压Lm1-discharge(Lm2-discharge)电容1的电压C1分别为

在一个开关周期内，励磁电感m1(m2)净伏秒一定为零，可得

式中，为开关管S1、S2的占空比。

根据式(1)—式(5)可得

式中，为本文所提变换器的电压增益。

由于漏感相较于励磁电感可以近似忽略不计，为便于后续分析不再考虑漏感，故耦合系数=1，即本文所提变换器理想电压增益为

通过分析式(8)可知，文章所提变换器在忽略漏感的情况下理想电压增益M的值由耦合电感匝数比N和开关管S1、S2的占空比D共同决定。图5为本文所提变换器理想电压增益M在不同耦合电感匝数比N的情形下随占空比D的变化曲线。由图5可知，本文所提变换器理想电压增益M与耦合电感匝数比N以及占空比D都正相关；因此，在实际应用中，由于占空比D需要留有余度，故可以灵活地通过改变耦合电感匝数比N以满足对应的电压增益的需求。

Fig. 5Transformation ofwith respect tofor different

2.2 器件电压应力

在变换器稳态工作时，分析其工作模态可知，各器件电压应力如下。

开关管S1、S2、So的电压应力为

二极管D1、D2的电压应力为

2.3 励磁电感的设计

在理想的情况下，忽略变换器所有损耗，满足功率平衡关系则一定存在输出功率等于输入功率，则有

2.4 耦合电感匝数比设计

由式(8)可得耦合电感匝数比为

通过分析式(16)可知，根据输入电压、输出电压、占空比的设定能计算出耦合电感匝数比的参考值，最后可通过调整占空比来确定耦合电感匝数比的取值。

2.5 性能对比分析

表1 所提变换器与另外3种变换器性能比较

图6 4种变换器电压增益曲线

3 交错并联三绕组耦合电感高增益Boost变换器的拓展

由于在图2(a)中支路ab上全为等电位点，故在此基础上再并联一组耦合电感原边p3、开关管S3得到的交错并联四绕组耦合电感高增益Boost变换器如图7所示。开关S1、S2、S3为相位差120°的交错控制开关管，开关管So与开关S1+ S2+ S3互补导通。耦合电感原副边电流纹波及电流应力进一步降低，该变换器的电压增益为

式中，D为开关管S1、S2、S3的占空比，且D＜1/3。

利用支路ab双向性的特点将图1所示的变换器重新进行组合可得到双耦合电感交错并联双桥式倍压高增益Boost变换器由图9所示，该变换器的控制方法与图2所示的变换器相同；且假设耦合电感参数均相同。当开关管S1、S2导通时，两组耦合电感原边并联充磁，两副边串联给电容2充电；当开

图8 交错并联n+1绕组耦合电感高增益Boost变换器

关管S1、S2关断时，两组耦合电感原边并联放磁，两副边分别给电容1、3充电。图9所示双耦合电感交错并联双桥式倍压高增益Boost变换器同样保留了图1所示带桥式倍压单元的耦合电感型Boost变换器的优势，相比之下还具备如下优点：① 开关管所需占空比小且电压增益更高；② 在输入功率相同的情况下，两组耦合电感可并联分流，可减小电感体积，提高变换器的工作效率；③ 双桥式倍压单元的构造相比两个单桥式倍压单元级联减少了一个二极管一个电容。同样通过增加并联输入支路可得到三耦合电感交错并联三桥式倍压高增益Boost变换器如图10所示。基于此构造思路进而可得到耦合电感交错并联桥式倍压高增益Boost变换器如图11所示。图9—图11所示变换器的电压增益通式为

式中：n为耦合电感个数，n≥2；D为开关管S1,, Sm,, Sn的占空比，且D＜1/n。

图10 三耦合电感交错并联三桥式倍压高增益Boost变换器

图11 n耦合电感交错并联n桥式倍压高增益Boost变换器

通过分析式(19)可知，电压增益不仅受到占空比和耦合电感匝数比的控制，还受耦合电感个数限制，由于占空比受到耦合电感个数限制，给出了当占空比= 0.1时，不同匝数比的电压增益与耦合电感个数关系图如图12所示。不难看出，电压增益同耦合电感个数与耦合电感匝数比都正相关。

图12 D = 0.1时，不同匝数比N的电压增益M与耦合电感个数n关系图

4 实验验证

按照图2(a)所示的交错并联三绕组耦合电感高增益Boost变换器电路拓扑，通过实验平台制作了一台功率为500 W的样机验证。样机相关参数的数据如表2所示。

表2 样机相关参数数据

当变换器在满载时工作的实验波形如图13所示，图13(a)为该变换器开关管S1、S2和So的驱动电压GS1、GS2和GSo的波形，不难看出开关管S1和S2为交错控制导通，相位相差180°，开关管So与S1+S2的互补控制导通；图13(b)为该变换器的输入电压in和输出电压o的波形，可以看出该变换器在占空比为0.3左右的开关管S1和S2交错控制下实现了36～350 V的高增益变换；图13(c)为驱动电压GS1，GS2波形下耦合电感两原边漏电感k1(k2)的电流Lk1(2)的波形，波形变化符合理论分析的描述且电流纹波大小仅为17 A左右，相较于文献[23]中所提变换器减小了1/2左右；图13(d)—图13(e)为驱动电压GS1、GS2波形下二极管D1和D2的电流D1和D2的波形，能看出在耦合电感副边s的作用下二极管D1和D2交替导通，实现了相互之间的电压钳位，且截止电流下降斜率得到改善，缓解了二极管反向恢复的问题；图13(f)为二极管D1和D2的电压应力D1和D2的波形，可以看到电压应力为250 V左右，小于输出电压。图13(g)为驱动电压GSo波形下开关管So的电压应力DSo波形和电流So波形，可以看到电压应力为90 V左右，远小于输出电压，开关管So与开关管S1和S2存在电压互相钳位，且导通时电压为零；图13(h)为驱动电压GS1、GS2波形下开关管S1和S2的电压应力DS1(2)的波形，由于开关管S1和S2为相同占空比(＜0.5)下的交错控制，在各自导通期间两开关管属于并联关系故电压应力波形完全一致，可以看到，电压应力为90 V左右，远小于输出电压，且开关管S1和S2与开关管So有电压互相钳位的关系，因此在开关管S1和S2同时关断期间不受耦合电感原边漏电感的影响，不会出现电压尖峰的问题。

该变换器在输出电压o恒定时不同负载条件下效率曲线如图14所示，由图14可知，该变换器在输出功率为250 W时，效率达到最大为95.4%，满载工作时效率为93.3%。

图14 所提变换器的效率曲线

5 结论

本文提出了一种交错并联三绕组耦合电感高增益Boost变换器，围绕所提变换器的工作原理及稳态性能进行了深入分析。基于所提变换器拓展出交错并联+1绕组耦合电感高增益Boost变换器，耦合电感交错并联桥式倍压高增益Boost变换器。最后通过实验搭建500 W的样机验证，结合实验结果及理论分析表明交错并联三绕组耦合电感高增益Boost变换器拥有以下特点：

1) 耦合电感的引入，不仅提高了变换器的集成度，而且缓解了二极管反向恢复的问题，还能够通过改变其匝数比来调节电压增益。

2) 交错并联单耦合电感的构造，减小了耦合电感原副边电流纹波及电流应力大小，同时交错并联控制切分了占空比，减少了每个开关管导通时长，降低了开关管导通损耗。

3) 各开关管均可在零电压下导通及关断，且电压应力均远小于输出电压，可选用低耐压、低寄生参数的开关管以降低损耗，节省成本。

4) 交错并联开关管与输出开关管在电路结构上实现了相互电压钳位，耦合电感原边漏电感与开关寄生电容无谐振，开关管不会出现电压尖峰。

5) 交错并联耦合电感双原边的构造，若出现一原边故障停止工作的情况不影响变换器正常工作，电压增益不改变，提高了变换器的工作可靠性。

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High step-up Boost converter with an interleaved and three-winding coupled inductor

LIU Yang1, DONG Fengbin1, HUANG Jinfeng1, 2

(1. School of Electrical Engineering, Shaanxi University of Technology, Hanzhong 723001, China;2. Shaanxi Key Laboratory of Industrial Automation, Hanzhong 723001, China)

Given the high voltage transmission proportion required by photovoltaics, fuel cell and other new energy power generation systems, this paper introduces a high gain Boost converter with an interleaved and three-winding coupled inductor. The interleaved parallel control reduces the primary current ripple of the coupling inductor, cuts the duty cycle and thus reduces the on-time of each switch, and the interleaved parallel switches and output switches achieve voltage clamping in the circuit structure without voltage spikes. The bridge doubling unit alleviates the diode reverse recovery problem. The interleaved parallel coupled inductor dual primary configuration improves the operating reliability of the converter. Moreover, based on the proposed converter, a high gain Boost converter with interleaved and+1-winding coupled inductor and a high gain Boost converter with-coupled inductor interleaved-bridge voltage doubler are developed. The working principle and steady state performance of the proposed converter are analyzed deeply. From the theoretical analysis, a 500 W model machine is made through the experimental platform to verify its correctness.

interleaved; three-winding; coupled inductor; high step-up; Boost converter

10.19783/j.cnki.pspc.211561

2021-11-19；

2022-03-08

刘 洋(1996—)，男，硕士研究生，研究方向为电力电子变换器的分析与设计；E-mail: liuyang650650@126.com

董锋斌(1973—)，男，通信作者，博士，副教授，研究方向为电力电子与电力传动。E-mail: dongfb3000@126.com

陕西省教育厅重点项目资助(18JS21)；陕西理工大学研究生创新基金项目资助(SLGYCX2118)

This work is supported by the Key Project of Shaanxi Education Department (No. 18JS21).

(编辑 周金梅)