一种双向同源相参微波光纤稳相传输系统*

吉 宪，刘 朋，左朋莎，祁 帅，亢海龙

(中航光电科技股份有限公司，河南 洛阳 471003)

1 引言

20世纪70年代初期，关于微波光纤传输技术的研究就己经开始，并且涉及的研究领域非常广阔。微波光子技术具有许多优点，如抗电磁干扰、传输损耗小、轻便灵活、带宽大和易于构造等，是目前研究较多的光纤传输技术。利用光纤传输微波信号不仅可以克服传统相控阵天线[1 - 3]只能向特定方向辐射波束的弊端，而且还能够缩小相控阵天线雷达的尺寸，使得雷达重量更轻且信号传输损耗更小。在相控阵雷达系统中，多组阵元同时产生的多波束信号需要多个分布式收发模块和链路网络复杂的控制台。传统的微波器件传输分配技术，通常使用多个微波移相器和波导互连传输分配系统，这会造成整个系统体积笨重、损耗大、电磁干扰强、信号相位受温度影响变化大等诸多缺点[4]，使其很难适应需求。使用光纤对微波信号进行传输，可以有效地避免以上问题，并且可以解决射频电缆产生的一些弊端。但是，由于光纤受外界环境(例如温度)影响较大，使得信号相位在光纤中传输时无法保持稳定[5]，为了解决微波信号在光纤传输中相位受温度等外界环境的影响，微波光纤稳相技术成为了急需开发的技术。

外界环境中的温度、振动和微扰动等均对微波信号调制到光信号上的相位有影响，其中温度变化和机械振动产生的影响最大，两者均在不同程度上影响光链路中信号的传输时延，进而导致传输信号相位出现随机抖动[4 - 6]。传输信号的相位出现漂移，相位不稳定[7]，这对分布式天线系统精确馈相、空间系统应用中的稳相传输和分布式系统中的时钟同步都有较大的影响[8]。因而开发一种相位实时补偿的稳相系统，是微波光子传输技术中最重要的一部分。

本文针对微波信号光纤稳相传输技术，首次利用光路自动相位补偿的自反馈技术对宽带射频微波信号的相位进行自动相位补偿，实现稳相传输，同时利用多种光学器件经过不同方式的搭建实现了光信号的双向同源相参稳相传输。

2 设计方案

本文设计方案的核心思路是：(1)利用恒温晶振产生相位稳定的参考信号作为光纤稳相信号的基准信号，在光纤中利用波分复用技术以及光路可逆的原理，实现基准信号与被稳相的射频微波信号同光纤传输；(2)利用双平衡混频器DBM(Double Balanced Mixer)作为鉴相器对参考信号在光纤传输中的相位进行识别采样，同时利用单片机控制程序对由外界因素造成的相位变化进行补偿，实现相位实时补偿，从而完成射频微波信号在光纤中的稳相传输；(3)利用波分复用和光环形器巧妙地实现了上下行信号在不同位置进行双向同参考源鉴相，实现双向控制光链路中对应光程的变化。稳相控制系统中的控制部分根据稳相设备环境需要，可放在前端设备中也可放在后端设备中。

利用恒温晶振输出3路同参稳定的2 GHz信号。一路经过电光转换与被稳相的射频光信号进行同光纤传输，利用2组相同的光环形器和波分复用器将该路光信号由后端设备返回到前端设备，再经过光电转换模块以及射频放大电路将光信号还原为射频信号，最后与另外一路同参信号进行鉴相。该方案中采用的是双平衡混频器，对频率源输出的一路射频信号经过光纤传输后转换为射频信号作为混频器的射频RF(Radio Frequency)输入端;由频率源输出的另外一路同参的信号收入到混频器的本振LO(Local Oscillator)输入端，由双平衡混频器的中频IF(Intermediate Frequency)端输出一个随RF端和LO端信号相位差变化的直流信号，在IF输出端加一个低通滤波器，将RF和LO泄露到IF端的高频信号进行滤波处理；然后由采样电路完成对相位差的识别，再通过单片机控制可调电动延时线VODL(Variable Optical Delay Line)进行相位补偿。具体的自反馈微波光纤稳相传输系统原理框图如图1所示。

Figure 1 Principle block diagram of self feedback microwave optical fiber phase stabilization transmission system图1 自反馈微波光纤稳相传输系统原理框图

2.1 基于双平衡混频器的相位识别原理

混频器根据构成方式可分为单端混频器SEM(Single Ended Mixer)、单平衡混频器SBM(Single Balanced Mixer)、双平衡混频器DBM和镜像抑制混频器IRM(Image Rejection Mixer)等。单端混频器的优点是电路简单、损耗小(匹配电路会引入损耗)、噪声小；缺点是隔离度差、动态范围小、谐波抑制差和中频输出需要滤波器。本文方案需要中频输出一个直流信号，故不可以采用单端混频器实现。

双平衡混频器由2个单平衡混频器构成，其特点是电路复杂但各个端口可以互换，本振到射频和中频的隔离度较好且容易滤波，噪声系数指标也较好，同时具有良好的偶次谐波杂散抑制效果，具体原理如图2所示。本文所选双平衡混频器组件(中频输出端带低通滤波器)为HMC213，其具体参数如表1所示。

Figure 2 Principle diagram of double balanced mixer图2 双平衡混频器原理框图

根据双平衡混频器的工作原理，在IF输出端存在的信号包含“和频信号”“本振信号”和随LO和RF输入相位差变化的一个“零频信号”。在IF输出端增加一个低通滤波器可以将“本振信号”和“和频信号”滤除，最终在IF输出端输出一个直流信号。针对2 GHz本振信号，通过改变LO与RF输入端的相位差，IF输出端信号可得到对应不同相位差的输出电压值。设f1和f2为同参不同相的信号，分别对应混频器的LO输入和RF输入,如式(1)和式(2)所示：

Table 1 Specific parameters of double balanced mixer表1 双平衡混频器具体参数

f1=acos(wt+φ1)

(1)

f2=a′cos(wt+φ2)

(2)

设f′为从混频器中频接口输出的信息，其计算如式(3)所示：

f′=f1*f2=

[acos(wt+φ1)]*[a′cos(wt+φ2)]=

(3)

其中,a和a′为信号波幅，w为信息号角频率，t为信号时间，φ1和φ2为相位偏移量。LO输入和RF输入均为同频率相参信号，所以w是一样的，通过混频后，输出2种信号:一种信号角频率为2w，经过低通滤波器可以将角频率为2w的信号滤除，其IF端输出只存在与LO与RF 2路信号相位差相关的一个常数，IF输出的电压值为以LO与RF的相位差为变量的一个余弦函数。所选双平衡混频器组件的原理框图如图3所示。

Figure 3 Principle diagram of double balanced mixer module图3 双平衡混频器组件原理框图

将双平衡混频器LO和RF之间的相位差作为变量，通过对IF端输出电压进行测量，得知其电压值随LO和RF相位差变化而变化，根据IF输出电压值与LO和RF的相位差之间的关系进行拟合，可以得到一个标准的三角函数，如式(1)所示。对比固定LO输入、改变RF输入的相位大小和固定RF输入、改变LO输入的相位大小，可以得到IF端输出的电压曲线对比图。实际测试数据图和拟合曲线图如图4所示。

Figure 4 Relationship between IF output voltage and phase difference between LO and RF图4 IF输出电压与LO和RF相位差的对应关系

从图4可以看出，以本振为参考的输出电压幅度比以RF为参考的IF输出电压幅度大，可以从IF输出端的电压判断出其LO和RF之间的相位差的大小，再通过控制电动延时线对相应链路的相位进行调整，使得其IF输出电压逐渐变小，直到LO和RF之间的相位差为外界环境对光纤所引起相位变化的初始值。实际测试情况与理论计算相近。

2.2 相位变化的自动采样电路

由于从双平衡混频器输出的电压值存在负数部分，而AD采样范围为0～2.4 V，因此利用减法电路将负数部分进行修正。图5为采样控制电路原理图。该电路由2个运放组成，首先AD采样输入后，利用一个电压跟随电路把采样电压稳定传输到差分比较电路中，通过改变差分输入端的参考电压值，确定X的范围，图5中的滑动变阻器可以调整的值为0～1.1 V，而AD采样的输入值为-0.4～0.4 V，所以能够修正AD采样输入端的电压。后一级为一个比例放大电路，通过调整R7和VR的大小使其输入到单片机的AD采样端的电压在0～2.4 V。所选LM158的最小采样电压精度为2 mV，而双平衡混频器2 GHz信号相位差与中频输出相位的关系近似5 mV/Degree，因此其可以满足相位差对采样电压的要求。

Figure 5 Principle diagram of AD sampling circuit图5 AD采样电路原理框图

2.3 相位自动识别的软件控制原理

该稳相设备软件控制的主要思路为：光纤稳相设备上电后，单片机AD采样端口连接鉴相器IF端，完成对基准信号相位差信息的采集;然后单片机通过串口控制VODL的延时量来调整光链路的相位，再通过鉴相器采样调整光链路的相位，最终达到稳相的目的。

软件执行流程如图6所示，产品上电后首先进行初始化，步进电机归位；然后单片机使其移动到VODL中间位置，通过单片机AD接口采集电压并将其换算成光路相位值，该值是产品的基础相位；产品实时采集当前相位，判断当前相位和基础相位差是否在8°以内，如果超出8°则驱动电动延迟线调整相位。

Figure 6 Flow chart of software execution 图6 软件执行流程框图

在实时采集当前相位时，分别使用算术平均滤波法和递推平均滤波法对采集到的数据进行滤波。算术平均滤波可以过滤掉随机信号产生的干扰，递推平均滤波可以过滤掉周期信号的干扰，2种滤波算法结合起来可以最大限度地消除干扰信号。具体做法为：单片机每1 ms采集1次AD值，1 ms采集1 000次数据，对这1 000个数据做算术平均滤波处理后，作为1个数据元素，取10个数据元素长度做递推平均滤波处理，经过2种滤波后的数据作为当前的相位值。

算术平均滤波法：连续取N个采样点，对N个点进行算术平均。

递推平均滤波法：把连续N个采样值看成一个队列，队列以先进先出为原则，队列的长度固定为N，每次采样到一个新数据就放入队尾，并扔掉原来队首的数据，把留在队列里的N个数据进行算术平均，得出的结果就是递推平均滤波的结果。

2.4 基于VODL的光域相位补偿

射频微波信号经过光纤传输时，由于光纤受外界环境影响较大，射频微波信号在传输时其相位也会受到外界温度影响。光纤温度的变化会影响光纤的长度(热胀冷缩)和光纤的折射率。光纤长度和折射率的变化会影响光信号的传输路径和传输速度，进而引起射频信号电长度变化，相位也随之改变。相位随温度变化的计算过程如下：

(4)

影响相位稳定性的因素有很多，最主要的是环境温度变化引起的相位漂移[5],所以式(4)对温度T求导得到式(5)：

L*(δN/δT))/c)

(5)

其中,δL/δT是光纤的热膨胀系数，K=δN/δT是光纤的折射率温度系数。一般的单模光纤的折射率温度系数远大于光纤的热膨胀系数，故δL/δT忽略不计，式(5)变为式(6):

(6)

设温度变化为ΔT，光纤中的相位变化量如式(7)所示：

(7)

大多数熔融石英的热膨胀系数α在-150～150 ℃时为(5.5～8.5)×10-7/℃，光纤的长度几乎不随温度而变化，而单模光纤的折射率温度系数为7.62×10-6/℃(@1 310 nm)和8.11×10-6/℃(@1 550 nm)，比热膨胀系数大一个量级，因此，在短距离传输时热胀冷缩带来的相位变化几乎可以忽略。

决定各路信号相位大小的因素主要有链路光纤长度、波分复用器各个通道的光程差[7 - 10]、光分路器各个通道光纤的长度、各路器件的一致性、射频放大器中微带线的长度和同轴线的长度。链路中各个通道的光纤长度均控制在1 mm以内，频率为1 GHz，光纤长度变化为1 mm时，实际相位变化值为1.8°。

相位随着温度的变化而变化，所以在本文中增加了相位反馈控制模块，将相位控制在一定的范围之内，且实时跟踪。

根据混频器计算公式可以得到IF输出的电压如式(8)所示：

(8)

经过低通滤波器后实际输出如式(9)所示：

(9)

所以：

V′IF=-0.5[cos(φ1-φ2)]

(10)

将不同相位差代入式(10)中，可以得到相位差为0°时，IF输出电压为-0.5 V；当相位差为180°时，IF输出电压为0.5 V；当相位差为8°时，IF输出电压为-0.495 V；当相位差为5°时，IF输出电压为-0.498 V。因此该平衡混频器能识别的最小相位差为5°。

1 550 nm波长的光信号在光纤中的折射率为1.467，其在光纤中的传输速度为2.045×108m/s[11,12]，而31 GHz信号在光纤中的波长为6.6 mm；330 ps光纤延时线对31 GHz信号的可移动相位为3 681.0°；0.1 ps光纤延时线对于1 GHz信号可改变相位0.36°，对于31 GHz信号可改变相位11.2°；选用的VODL最小步进为0.01 ps，对于31 GHz信号的可改变相位为1.12°，技术指标要求±8°，可以满足需求。

产品的使用环境温度为室温，其温度变化率较低，不会有剧烈温变，所以利用该调节方案可以满足相位指标的要求。

3 微波光纤稳相传输的系统实验

微波光纤稳相传输系统共设计了6路微波信号(3路上行信号，3路下行信号)，利用波分复用器、光环形器和光分路器进行光路设计，将上下行信号稳相反馈控制部分集成于稳相前端设备中，以完成上下行信号稳相传输的参考信号同源相参。微波光纤传输系统采用3根1 km的2芯G.652光缆，每根光缆传输1路上行微波光信号和1路下行微波光信号。

常温下分别对上行链路和下行链路进行了相位测试。由于不同频率下的相位近似呈线性变化，在上行测试频点为31 GHz，下行测试频点为21 GHz时分别测试了接入相位反馈控制调节链路和不接入相位反馈控制调节链路2种情况，测试时间为120 min，分别在上午和下午不同时段进行相位测试，1 km光纤成盘状固定，分别对每路微波信号的绝对相位进行测试，测试数据如表2所示。从实际测试结果可以看出，增加了相位反馈调节的相位稳定性远比不增加稳相反馈的相位稳定得多，表明该稳相设备对微波信号光纤传输相位的稳定起到了一定的控制作用。

Table 2 Phase test results with and without phase feedback表2 增加相位反馈与不增加相位反馈相位测试结果

4 结束语

本文采用自反馈微波光纤传输相位自动补偿技术，实现了Ka波段信号(17～31 GHz)在非剧烈温度变化环境中，光纤传输1 km，相位稳定度≤±8°。该方案通过双平衡混频器完成对相位差的识别，利用单片机自动识别算法实现对被传输信号的实时采样，进而完成实时控制VODL，实现宽带微波信号在光纤中稳相传输。方案中采用双平衡混频器作为模拟鉴相器进行相位识别，其精度没有理论计算的高。

为了提高本文自反馈稳相系统的相位识别精度，后续研究工作可以采用集成芯片(ADI8302)完成高精度相位差识别功能(2 GHz信号，相位识别精度为10 mV/1°)。目前该系统中的VODL采用的是步进电机，其响应速度较慢，且不能使该设备用于全温范围和温度骤变的环境中。为了克服其适应性较差的问题，后续研究工作可以采用超高速磁悬浮可调电动延时线，实现光路延时补偿，以使该稳相系统适用于全温范围。本文对推动光纤稳相系统在各类国防装备中的应用，为光控相控阵雷达系统中采用全光纤传输工程化应用打下了基础。