一类耦合电感-二极管-电容组合的高增益DC-DC变换器

2022-07-15荣德生陈靓孙瑄瑨宁博

电机与控制学报 2022年6期

荣德生，陈靓，孙瑄瑨，宁博

(1.辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，辽宁葫芦岛 125105；2.国网辽宁省电力有限公司葫芦岛供电公司，辽宁葫芦岛 125105)

0 引言

随着光伏发电技术[1]不断推广和应用，其核心部件DC-DC变换器的高效高增益[2-4]的研究，逐渐成为光伏发电系统[5]研究的热点。

目前实现DC-DC变换器高增益的技术方向[6-9]多种多样。其中含耦合电感变换器[10-16]是升压变换器的一大典型类别，在提高了电压增益的同时实现了调节输出的灵活性和可控性，时下应用广泛。但该类变换器由于漏感的存在，实现高增益的同时，降低了变换器的工作效率；且传统的单一耦合结构会与寄生电容发生谐振，造成瞬间的尖峰电压，不但增加开关管电压应力，还会影响变换器乃至发电系统的整体稳定性。

围绕如何解决上述问题，学者们开展了一系列的研究：文献[10]在单一的耦合结构上提出双耦合设想，能够提高变换器增益，但无法改善原有的漏感问题；文献[11-12]不拘泥于传统结构，结合开关电容与耦合电感变换器，进一步提高电压增益，但不可避免地增加了磁件设计的难度；文献[13]基于传统耦合电感网络，并引入三电平思想，提高了电压增益，仍缺乏对开关管电压应力的有效降低手段；文献[14]针对耦合电感型Boost变换器引入钳位、整流单元等技术，初步解决了耦合电感的漏感问题，但缺少具体的实验应用分析；文献[15]在文献[14]的基础上进一步系统阐述耦合电感变换器的各类拓扑结构，剖析内在联系，其中重点对有源钳位的改进方式，采用能量吸收支路的思路；文献[16]对文献[15]中提出的耦合电感变换器详细解析，提出耦合电感倍压单元结构，引入一般变换器提高其增益，但仍做不到无损吸收漏感能量。

本文在文献[9]所提基本耦合电感Boost变换器的基础上，分析耦合电感类DC-DC变换器的构成。将耦合电感副边与一组二极管-电容(D-C)结构进行组合得到副边倍压结构，再将该结构与开关电容结构相结合，即可得到耦合电感-二极管-电容组合结构。在此基础上拓展出一类耦合电感-二极管-电容组合的高增益DC-DC变换器，这一类变换器在实现变换器高增益变换的同时，利用结构中一个D-C支路为钳位吸收支路，抑制由于漏感与开关器件寄生电容谐振所产生的电压冲击。以其中一种采用该单元结构的变换器为例，详细分析该结构变换器在CCM(continuous conduction mode，CCM)模式和DCM(discontinuous conduction mode，DCM)模式下变换器的工作原理，最终通过仿真与搭建实验机对理论进行验证。

1 变换器拓扑结构提出

1.1 耦合电感Boost变换器组成

文献[5]所提的基本耦合电感Boost变换器如图1所示，该变换器由三部分组成：带有耦合电感原边的前级储能结构、带有耦合电感副边的倍压结构以及二极管电容(DC)输出结构。

图1 基本耦合电感Boost变换器

对于具有耦合电感的升压DC-DC变换器来说，其均可由上述三种结构组合而来。其中，耦合电感倍压结构是实现变换器高增益变换的关键环节。

1.2 耦合电感-二极管-电容组合的高增益DC-DC变换器的构造思路

构建耦合电感-二极管-电容组合的高增益DC-DC变换器，从以下三部分进行分析：

1)前级储能结构。

对于耦合电感PWM型变换器来说，据耦合电感原边n1和开关管S位置的不同，可以简单地分为Boost型和Buck-Boost型两种结构，如图2所示。

图2 两种前级结构

根据不同的前级结构，即可对后级耦合电感倍压结构进行设计。

2)耦合电感-二极管-电容组合结构。

由于耦合电感副边n2的能量是由原边n1储能得到的，故其可与一组二极管-电容(D-C)结构进行组合，得到副边组合结构如图3(a)所示。再将该结构与开关电容结构相结合，即可得到耦合电感-二极管-电容组合结构。该结构利用耦合电感漏感抑制了开关电容中较大电流冲击，同时还可以利用开关电容中结构中的一个的D-C支路作为耦合电感的钳位吸收支路，抑制了因漏感产生的开关管两端较大的电压冲击。

以一种常见的“X型”开关电容结构为例，依据上述思想，引入副边组合结构，得到一种耦合电感-二极管-电容组合结构如图3(b)所示。其中，二极管D2-C1为开关管的钳位支路。

图3 耦合电感-二极管-电容组合结构构成

3)D-C输出结构。

变换器的输出D-C结构根据输出二极管方向，可分为同向输出型以及反向输型，两种结构如图4所示。

图4 两种输出结构

将上述三个部分选取合适结构进行级联，即可构造出高增益耦合电感-二极管-电容组合的耦合电感高增益变换器。

1.3 一类耦合电感-二极管-电容组合的高增益DC-DC变换器

依据1.2节的构造思路，可提出一系列的耦合电感-二极管-电容组合的耦合电感高增益变换器。根据不同的前级结构，可分为Boost型变换器族和Buck-Boost型变换器族，对应的两类拓扑结构如图5、图6所示。

图5 高增益耦合电感Boost变换器族

图6 高增益耦合电感Buck-Boost变换器族

2 变换器拓扑分析

选取图5(a)中的I型高增益耦合电感Boost变换器结构做具体的拓扑分析，其等效结构如图7所示。其中耦合电感结构由耦合电感漏感Lk，励磁电感Lm，以及匝比N=n2/n1的理想变压器组成。

图7 变换器的等效电路图

2.1 工作原理

为便于变换器工作原理分析，有以下假设：

1)开关管、二极管为理想器件，导通关断时间为0、导通压降为0；

2)电容为理想器件，忽略电容的纹波电压；

3)考虑耦合电感漏感Lk对变换器性能的影响，耦合系数k=Lm/(Lm+Lk)、耦合电感匝比N=n2/n1。

2.1.1 CCM模式

当变换器一个开关周期内，励磁电感电流连续，即变换器工作在CCM模式下。此时共存在5种工作模态，其基本波形如图8所示，对应的工作模态如图9所示。

图8 CCM工作模态基本波形

图9 变换器CCM工作模态

工作模态1[t0，t1]：开关管S开通，二极管D1，D2，D3截止，Do导通；电源通过S为电感Ln1储能，励磁电感电流iLm及漏感电流iLk增加；耦合电感的二次侧经C1，C2过S与D3为负载供电。

工作模态2[t1，t2]：由于较小的漏感该阶段时间短，S关断，二极管D2，Do导通，D1，D3截止；漏感Lk，C3放电给C1，其电流快速下降，将开关管S的端电压钳位于VC1-VC3；同时，输入电源同耦合电感二次侧过C2为负载供电。至t2时刻，电流iLn2下降为零，Do关断，模态结束。

工作模态3[t2，t3]：开关管仍关断，二极管D1，D2导通，D3，Do截止；漏感Lk与电容C3为C1充电，电流iLk与电流iD2持续下降；输入Vin串联耦合电感原副边通过D1共同为电容C2充电，电流iD1自零线性上升；电容Co为负载供电。至t3时刻，电流iLD2下降为零，D2关断，模态结束。

工作模态4[t3，t4]：，开关管S继续关断，二极管D1，Do截止，D2，D3导通；输入Vin串联耦合电感原副边仍为C2充电；耦合电感副边Ln2通过D3放电给电容C3；此时，电感L1经过D1为电容C3充电；电容Co持续为负载供电。

工作模态5[t4，t5]：此段极小时间内S导通，二极管D2，Do截止，D1，D3导通；输入电源Vin为电感Ln1储能，一次侧电流线性上升；耦合电感副边仍为电容C3放电；电容Co依旧提供负载供电。至t5时刻，二次侧电流下降为零，D3关断。

2.1.2 DCM模式

当变换器一个开关周期内，励磁电感电流断续，即变换器工作在DCM模式下。此时共存6种工作模态，对应工作模态如下图10所示，其基本波形如图11所示。

图10 变换器DCM工作模态

图11 DCM工作模态基本波形

其中，工作模态2[t1，t2]与工作模态3[t2，t3]同CCM模式下的一致，不再具体赘述。

工作模态1[t0，t1]：开关管S开通，二极管D1，D2，D3截止，Do导通；电源通过S电感为Ln1储能，励磁电感电流iLm及漏感电流iLk增加；耦合电感的二次侧经C1，C2过S与D3为负载供电，电流iDo自零线性上升。

工作模态4[t3，t4]：开关管S继续关断，二极管Do，D2截止，D1，D3导通；输入Vin串联耦合电感原副边过二极管D1为C2充电，iD1线性下降；耦合电感副边Ln2通过D3放电给电容C3；电容Co持续为负载供电。至t4时刻，电流iD1下降为零，D1关断，模态结束。

工作模态5[t4，t5]：开关管S继续关断，二极管D1，D2，Do截止，D3导通；耦合电感副边Ln2通过D3放电给电容C3，电流iD3线性下降；电容Co依旧提供负载供电。至t5时刻，电流iD3下降为零，模态结束。

工作模态6[t5，t6]：开关器件均关断，此时电感电流断续模态，励磁电感Lm、漏感Lk不再释放能量，电容Co依旧提供负载供电。

2.2 变换器稳态分析

1)性能分析。

经上节对变换器在CCM模型下的模态分析，对稳态分析时可忽略时间较小的过渡模态，即不考虑模态2和模态5。

工作模态1各回路电压关系为：

(1)

工作模态3各回路电压方程为：

(2)

对应工作模态4存在如下电压关系：

(3)

基于上述电压关系，根据电感电压伏秒积面积平衡原理可得变换器的电压增益

(4)

设k=1，各电容、二极管器件电压应力如下：

(5)

(6)

(7)

(8)

(9)

(10)

开关管S的电压应力为

(11)

2)临界电感值的计算。

在DCM模式下，忽略漏感对变换器影响的短时间模态，变换器的主要电流波形如下图12所示。此外，令占空比DL=D2+D3，为励磁电感Lm下降至零的占空比。

图12 DCM工作模态基本波形

设励磁电感电流iLm的峰值为

(12)

得到各二极管的平均电流如下：

(13)

(14)

(15)

k=1时，根据电容的安秒平衡原理，各二极管的平均电流等于输出电流Io，得电压增益为

(16)

引入励磁电感时间常数，表示为

(17)

得占空比DL的表达式

(18)

将式(18)回代式(16)，得变换器C-DCM模式的电压增益

(19)

当变换器处于BCM模式，可推临界励磁电感时间常数为

(20)

根据时间常数表达式，对应临界励磁电感τLmB与占空比D的关系曲线如图13所示。当τLm>τLmB时，变换器工作在C-CCM模式，反之，变换器则处于C-DCM模式。

图13 临界励磁电感时间常数τLmB与占空比D(N=2)

3 变换器性能对比

将图5中本文提出的 I型变换器与常见的几类变换器对比，几种变换器的性能参数如表1所示。

表1 变换器参数对比

以耦合电感的匝比N=2的固定情况为参考，上述四种变换器的增益对比曲线如图14，变换器的开关管电压应力对比曲线如图15。

图14 变换器增益对比图

图15 开关管S电压应力对比图

由图14可知，本文所提高增益Boost型变换器性能在现有几大类变换器的基础上明显提升电压增益。而由图15可知，单元化改善的耦合电感变换器的电压应力最小，实际应用时能够选取电压应力更低的MOSFET器件。

4 仿真与实验

对于耦合电感高增益型DC-DC变换器来说，在CCM模式下变换器具有较小的电流纹波，对输出电容要求相对较低，有利于降低电容的容量与体积。故在进行仿真与实验中，采用CCM工作模式。

4.1 仿真验证

为初步验证上节理论分析，利用PSIM仿真软件，对图5中本文提出的I型变换器进行仿真实验。变换器的控制环路采用C Block模块实现，设置变换器参数如下：输入电压Vin=20 V，输出电压Vo=200 V，功率为150 W，耦合电感匝比n=2，开关频率f=50 kHz，电容C1=C2=C3=Co=100 μH，励磁电感Lm=60 μH，漏感Lk=1.8 μH。

变换器的电压仿真波形如图16所示，可以看出，在输出电压为200 V的情况下，开关管S的电压应力仅约43.7 V，变换器占空比D约为0.51，在高增益的情况下保持较低的电压应力，各个二极管电压应力也均小于输出电压。