交错并联双管正激变换器的研究与设计

廖鸣宇 郑和俊 李中原

（贵州航天林泉电机有限公司，贵州 贵阳 550000）

0 引言

隔离型DC/DC 变换器拓扑广泛应用于高可靠场合，中小功率多路输出供电系统中主要以单端反激、单端正激、推挽、半桥结构为主，稍大功率的应用主要是全桥结构，根据实现软开关的方式不同，全桥结构又分为移相全桥和LLC。但全桥结构两个桥臂分别连接输入电源正极和负极，存在潜在的直通风险，双管正激变换器则可以很好地避免此类问题。

双管正激变换器是由单端正激变换器衍生而来的，拓扑自带磁复位功能，不需要额外设计磁复位电路。除此之外，工作过程中磁芯单向磁化降低了变换器的磁滞损耗，但传统的双管正激变换器占空比小于0.5，不适用于大功率场合，难以适应电力电子化系统大功率的发展趋势，交错并联型双管正激变换器则是一种很好的解决办法，开关工作在交错状态下降低了输入电流纹波，减小了前级滤波器体积，一定程度上提高了设备的功率密度。

综上所述，交错并联双管正激变换器有着无法比拟的优势，该文在双管正激模态分析的基础上进行小信号建模，分析单电压环控制方式，得到系统bode 图，再进行环路补偿。在理论分析和公式推导的基础上，最终给出基于UC1525 芯片的全国产化设计方案。

1 主电路工作原理与环路分析

1.1 模态分析

交错并联双管正激变换器电路如图1 所示，该变换器在一个工作周期内有六个工作模态，下面将做简单分析。

模态1[图1 （a），t-t]：该模态从t时刻开始，S、S闭合，S、S断开，这时变压器T处于正向励磁状态，励磁电流i线性上升，变压器T处于磁复位状态，励磁电流通过二极管D、D流回电源，励磁电流i下降，第一路正激变换器向副边传递能量，因此整流二极管D正向导通，D和D反向截止。对两路励磁电感分别列电感电压伏秒平衡公式可以得到式（1）、式（2）。

式中：i为T原边励磁电感电流，i为T原边励磁电感电流，V为输入电压，t表示模态一结束时间，L为T原边励磁电感，L为T原边励磁电感。

这段时间内功率器件S、S、D、D所承受的电压为输入电压V的一半，整流二极管D承受电压为输出电压的两倍。

模态2[图1 （b），t-t]：t时刻励磁电流i下降至0，此时会有一个短暂的谐振过程，MOS 管S、S的寄生电容C、C和励磁电感L开始谐振，C、C开始放电，若控制开关时间在C、C放电为0 时开通S、S则可以实现零电压开通（ZVS），D电压被钳位至V/K。副边整流二极管D继续导通，同理对此过程电感电流与电容电压列式同样可以得到主变压器和输出电容的变量关系，此处不再累述。

模态3[图1 （c），t-t]：该模态S、S、S、S都关断，第二路双管正激励变换器已经完成磁复位过程，第一路双管正激励变换器开始磁复位，因此二极管D、D开始续流，励磁电流i线性下降，副边整流二极管D、D关断，续流二极管D导通。当i下降至0 时又会继续发生谐振，与上述过程一致，只是换作另外一路，因此模态4、5、6 不做累述，对该部分列表达式可以得到式（3）、式（4）。

式中：T为开关周期。

模态3 持续时间为t=（1/2-D）T。

1.2 小信号建模分析

电源变换器的动态指标例如电源调整率、负载调整率、输出电压精度、并联模块的不均流度等取决于系统的闭环控制，因此对变换器进行小信号建模后环路补偿设计是非常有必要的。该节从buck 变换器的角度出发，将输出电压反算到变压器原边侧，将1.1 节所推导的稳态公式进行线性化，分离扰动，用直流分量与小信号分量之和的方式替代整理后可以得到小信号等效电路图，据此可以推导出各传递函数，如式（5）～式（8）所示。

注：式中G（s）为输出电压对占空比传递函数，G（s）为输出电压对输入电压传递函数，G（s）为电感电流对占空比传递函数，G（s）为电感电流对输入电压传递函数，H（s）为滞后函数，V为输出电压，D 为占空比，R 为电阻，SRC 为自激振荡函数。v（s）为输出电压扰动变量，v（s）为输入电压扰动变量，d（s）为占空比扰动变量，i（s）为电感电流扰动变量。

2 电路设计

两路双管正激变换器交错并联，共用一套输入和输出滤波电路，使用UC1525 模拟控制芯片产生两路互补的PWM波对变换器进行单电压环控制，采用驱动芯片与隔离驱动变压器组合的方式实现对高低边管的隔离驱动。同时，系统还包括了辅助供电、过压保护（OVP）、过流保护（OCP）、过温保护（OTP）和欠压保护（UVP）。

2.1 控制电路设计

该变换器的主控芯片采用UC1525，该芯片内部集成了电压基准、误差放大器、锯齿波发生器、脉宽调制器、同步电路、双端口互补驱动输出电路，并具有软启动、死区调节、欠压锁定和输出关断等功能。权衡开关损耗和磁芯体积后通过CT 和CR 设置开关频率为100kHz。

电流型 PWM 控制是在传统的 PWM 电压控制的基础上引入电流反馈，将原来的电压单环控制改进为电压电流双环控制，即一个电流内环控制和一个电压外环控制，以提高转换器的性能。双环开关调节系统它将主电路的电感电流、开关管的电流或整流二极管的电流转为电压信号。电压控制器将输出电压 v与参考电压v之间的差值进行比较、放大，产生误差信号v，作为电流控制器 CA 的一个输入，并将它与电压信号V相比较，产生一个控制电压v，v作用于开关控制器，将模拟量调制为脉冲信号D 来控制开关管的导通或关断。电流控制环由开关变化器、Rs 、电流控制器和开关控制器等组成。电流控制环是内环，实现电流自动调节；电压控制环是外环，实现电压自动调节。

电流控制模式可以分为峰值电流模式和平均电流模式。 平均电流模式控制成熟应用于20 世纪90 年代后期的高速 CPU 专用的具有高电流变化率动态响应供电能力的低电压、大电流开关电源。平均电感电流能够高度精确地跟踪电流编程信号，不需要斜率补偿，调试好的电路抗噪声性能优越，易于实现均流。缺点是双闭环放大器的带宽、增益等参数配合设计调试较为复杂。因此该设计使用峰值电流控制，并对峰值电流控制理论进行分析，建立仿真模型，最后搭建实物进行验证。

图1 双路交错并联双管正激变换器模态图

2.2 辅助供电设计

该设计未使用市面上的辅助供电模块，而是基于UC1525 芯片设计反激式变换器为系统供电，为双路输出反激变换器，输入电压V通过RC 延时电路为芯片UC1525供电，反激变换器开始工作，输出两路电压为主变压原副边电路分别供电，其中一路电压建立后经过二极管回到芯片的VCC 脚，实现了芯片的自供电。由于双路输出反激式变换器存在交叉调整问题，芯片只能对一路输出采样后实现闭环控制，而另一路输出电压不能稳定到预定电压，供电过程中电压动态特性差，该设计采用稳压管和三极管组合的方式实现对输出电压的降压稳定。

2.3 驱动电路设计

控制电路输出电压最高值为芯片供电电压，多为12-15V，但MOS 管开通电压通常更高，需要达到20V 才能保证MOS 管正常开通关断，这就需要在电路设计时加入驱动电路，提高驱动能力，实现控制电路到供电电路之间的相互控制，也是实现弱电控制强电的重要环节。需要设计采用常规控制芯片MIC4422，该芯片一片具有两个驱动通道，能够实现双路PWM 驱动控制，同时两路PWM 的死区可以通过电阻进行调节，增加了电路设计的灵活性，足够的死区时间能够有效避免半桥管子直通现象，但在该设计中不存在该问题，这是双管正激变换器自带的拓扑优势。MIC4422 能够提供2A 的源电流和3A 的灌电流，驱动能力很强，适用于各类PWM 控制电路。

2.4 主变压器磁芯选择

主变压器磁芯选择是变换器设计的关键步骤，恰当的磁芯AP 值能够减小铁损，同时保障各功率器件的电流应力不会太高，该电源变换器设计的工作频率为100kHz，高频变压器的磁芯采用VAC 公司的超微晶材料，相对常用铁氧体磁芯饱和磁密通常低于0.5T，而超微晶材料饱和磁通密度可达到1.2T，而且即使在高温下也能保持，另外铁损相对普通铁氧体也要小。根据VAC 公司提供的功率变压器磁芯的标准规格型号表格，800W 功率选用080-W438 的磁芯。

3 试验平台搭建与结果分析

基于以上对交错双管正激变换器的模态分析、控制环路研究和关键电路设计，为验证理论分析的有效性和可行性，该节搭建了一台800W 工作在CCM 模式下的单电压环双路交错并联型双管正激变换器试验样机。

该变换器实现了输入270V 降压至28V 的功能，满载时的启动时间为100ms，电源输入电压270V，但启动时存在过冲，电压升至400V，这是由输入电源的自调节导致的。输出电压纹波峰峰值为100mV，交错并联后的电流纹波会相互抵消一部分，使得总电流纹波峰值降低，最终使输出电压纹波减小，这是交错并联变换器的优势。

电感电流变化规律与电感电压伏秒平衡定理相吻合，在MOS 管开通时电流上升，关断时电流下降。值得注意的是，在MOS 管关断时电流仍会继续上升一段时间，这是由漏感上存储的能量造成的。正激变换器在主开关闭合期间传递能量，因此副边励磁电流变化规律与原边基本一致，管子闭合期间变压器副边电流先上升后下降。由于两路双管正激交错工作，副边续流二极管两端电压变化频率高于开关频率f。

占空比D 在0-0.85 且负载为800 W 时试验样机的损耗分布情况如下。1）磁芯损耗是主要损耗来源，主要包括磁滞损耗、涡流损耗和剩余损耗，若要降低此部分损耗，可以考虑设计时保留足够大的磁摆幅量B； 2）开关损耗仅次于磁芯损耗，损耗值为25.25W；3）导通损耗主要体现在变压器副边续流二极管上，二极管固有的反向恢复电压和导通阻抗使得该部分损耗较大，若使用同步整流电路会有较大提高，在低压和大电流应用中，输出电容器的损耗不可忽略。

变换器在输入电压V= 270V、输出电压V= 28V 下随着负载逐渐加大，效率呈现上升趋势，满载时达到了最大值90.23%，在200W 负载时效率最低，为73.5%。若要进一步提高变换器效率，从电路的角度考虑，可采用有源箝位电路和同步整流电路来降低开关损耗和输出侧二极管导通损耗；从磁芯的角度考虑，可采用更大磁导率的磁芯材质，或是更大AP 值磁芯。

4 结语

该文对交错并联双管正激变换器进行了研究和设计。首先分析了变换器拓扑工作模态，为更好地研究该变换器的动态指标，进行了小信号建模，根据Bode 图的零极点个数确定补偿类型，优化电压环参数设计；其次计算主变压器参数，设计主控及驱动电路、反激式变换器辅助供电电路；最后搭建了一个输入270V、28V 输出功率800W 的试验样机。结果表明，该变换器工作过程中由于二极管的钳位作用，主开关管V电压应力小，交错并联的工作方式使得输入电压纹波很小，仅为100mV，最终满载测试效率高达90%。与桥式变换器相比，该变换器无潜在的直通风险，具有非常大的工程应用价值。