基于四级级联放大的程控微弱信号放大装置

李良杰，吕志刚，冯晓岗，王 宾，邸若海

(西安工业大学电子信息工程学院，陕西 西安 710021)

0 引言

对于采用感应装定方式的引信系统，其通信链路的可靠性至关重要，直接影响了引信装定的安全性和全弹的空炸作用率，膛口信息传输成为限制膛口感应装定引信发展的瓶颈技术[1-2]。由于感应装定系统采用非接触式信息传输方式，感应接收到的信号幅值较小，不便后续分析测量；且在不同频率，不同电磁环境的影响下，感应接收到的高频微弱信号易受干扰产生失真，因此在感应装定通信链路中，需要对感应接收信号进行幅值放大，从而方便后续电路的检测、处理、分析。近年来，国内学者提出基于AD620的放大器，解决了放大电路中零点飘移、放大失真等问题[3-4]，但未在控制放大电路方面做出改进，所使用的信号放大方法主要是由集成运算放大器构建的传统的单级放大电路。传统的微弱信号放大电路依靠手动调节增益，电路输出的结果会过大或过小，这种不稳定性会给后续的电路处理带来很大的麻烦[5]；并且针对感应装定测试系统的信号放大装置设计还处于空窗期。针对传统放大电路依靠手动调节增益带来的误差和不便，结合感应装定测试系统特点，提出基于四级级联放大的程控微弱信号放大装置。

1 分析与设计

1.1 需求分析

图1为某感应装定测试系统简化模型。系统通过感应耦合的方式完成装定信号的解调、解码及信息解析。该测试系统主要功能是对引信通信链路进行可靠性测试，其中包括感应装定、接收线圈性能分析。

图1 感应装定测试系统简化模型Fig.1 Simplified model of induction setting test system

在测试过程中，引信体材料和感应线圈匝数、匹配参数会依据实际需求变化[6]，根据耦合回路负载电压计算公式

(1)

式(1)中，U2为次级耦合回路负载电压，L2为次级线圈自感，R2为回路线圈的等效阻抗，C2为次级线圈匹配谐振电容，I1为初级线圈回路电流[7]。在上述参数改变的情况下，会导致感应接收线圈电压的变化，因此在放大接收信号时，需要及时调整增益。

1.2 传统放大电路

传统的放大电路主要是由集成运算放大器构成的单级放大电路，文献[3—4]中都提出了一种以AD620为核心的微弱信号放大器，其核心放大单元原理图如图2所示。

输出电压可表示为：

Vout=G(Vin+-Vin-)+ADJ，

(2)

式(2)中，Vout为AD620放大器输出电压；G为AD620的放大倍数；Vin+、Vin-为输入信号；ADJ为零点偏移的调节电压。

图2 AD620原理图Fig.2 Schematic diagram of AD620

该放大电路通过手动调节滑动变阻器R1即可调节放大倍数。

总结出该单级放大电路的两大特点：

1) 由AD620构成的单级放大电路，电路设计简便，成本较低，但放大倍数有限。

2) 手动调节增益，简单直接，但人为误差可能导致放大倍数过大或过小。

因此，需要设计出一款增益可程控调整的放大装置以适应不同测试条件，并且单独装置的设计也能满足我国引信火工品三化(通用化、模块化、系列化)的需求[8]。

1.3 四级程控放大电路原理

本文提出的四级放大电路的构建方式如图3所示，由四级放大单元级联而成，装置总增益为各级增益之和。其中，第三级放大单元采用SPI控制的方式，由两片HMC960级联构成程控放大单元。各级电路中所需的增益设置电阻以及反馈电阻等参数的计算方式及具体电路构建将在下文详细讨论。

图3 四级放大电路构成Fig.3 Four stage amplifier circuit

针对各级放大芯片具体的增益分配如表1所示，其中两片HMC960增益设置相同。根据表1可以计算出装置理论上总放大倍数在10～1 000倍，即增益在20～60 dB连续可调。

表1 各级增益分配Tab.1 Gain distribution

2 四级级联程控微弱信号放大装置

2.1 总体构架

基于四级级联程控放大的微弱信号放大装置总体构架构如图4所示。信号放大电路由前置低噪声放大单元、单端转差分放大单元、DGA(dual gain amplifier)主放大单元及差分转单端放大单元构成四级程控放大电路。主控电路采用STM32为主控芯片作为装置控制单元，配合外围电路实现增益调节、显示等功能。上位机软件基于LabVIEW平台进行设计。

图4 总体构架Fig.4 Overall architecture

2.1.1前置低噪声放大单元

在多级放大电路中，考虑到第一级噪声系数与装置总噪声系数的关系

(3)

式(3)中，Nf为多级放大装置总噪声系数，Nf1、Nf2和Nf3为每一级的噪声系数，G1、G2则为每一级的增益[9]。

由式(1)可知，第一级噪声系数主要影响了系统总噪声。因此，选用一款超低噪声和超低失真的电压反馈运算放大芯片AD8099[10]作为前置输入电路使用。如图5所示，1R3和1R2分别为反馈电阻和增益设置电阻，分别设置为499 Ω和124 Ω，那么其增益计算如式(4)：

(4)

式(4)中，Vout为AD8099输出电压，Vin为输入电压。通过反馈电阻RF1和增益设置电阻RG1将前置放大单元增益设置为+5倍。当芯片被设置在+10倍以下，需要外部补偿，由1R4和1C8构成RC补偿网络。

图5 前置放大电路Fig.5 Preamplifier circuit

2.1.2单端转差分放大单元

考虑到装置接收的信号为高频微弱信号，为增强抗干扰能力，在单端输入后接单端转差分放大单元，将信号转换为差分信号，用来提高抗干扰能力，抑制共模输入，匹配主放大单元的输入方式。

采用两个等比反馈网络构建AD8139单端转差分放大单元具体电路如图6所示，为匹配寄生效应，这两个网络实际上由两个等值反馈电阻RF2和两个等值增益电阻RG2构成。在图中分别对应2R2、2R4和2R1、2R3。

根据芯片手册计算得出，若

(5)

则增益方程可推导为：

(6)

式(6)中，G2为放大增益，该级通过反馈电阻和两个等值增益电阻将增益设置为+1倍。

图6 单端转差分放大电路Fig.6 Single-ended to differential amplifier circuit

2.1.3DGA放大单元

DGA主放大单元由两片HMC960级联而成，HMC960是一种数字可编程双通道可变增益放大器，在0～100 MHz频率范围内，能实现0～40 dB以0.5 dB步进的增益控制范围，具有高度灵活性[11]。

为避免放大倍数饱和而导致的多级串扰问题，本装置将单片HMC960放大增益设置在0～20 dB之间，两级级联后放大增益理论上可达0～80 dB，满足本设计中对放大器频带及增益要求。DGA主放大电路的原理图设计如图7所示。采用一主多从的控制方式，将两片HMC960的时钟线SCK、数据线SDI和SDO共同接入单片机的SPI接口，两个片选接口SEN分别接入单片机。这样的电气连接方式为程控功能的实现提供了硬件基础。

图7 DGA主放大电路Fig.7 DGA main amplifier circuit

2.1.4差分转单端放大单元

由于前述DGA放大单元的输出方式为差分输出，因此在主放大单元后需接差分转单端芯片进行放大信号输出。AD8130是一款低功耗、低差模增益误差的单端转差分放大芯片[12]。基于以上特性，差分转单端放大单元采用芯片AD8130及其外围电路构成，其原理图如图8所示。

由图8可知，该芯片的放大倍数由反馈电阻5RF1和增益设置电阻5RG1决定(分别对应式(7)中RF4和RG4)。因此在实际设计中应当采用高精度电阻来提升放大精度，其中放大增益与这两个电阻的关系如式(7)所示。

图8 差分转单端放大电路Fig.8 Differential to single-ended amplifier circuit

(7)

式(7)中，Vout4为AD8130输出电压，Vin4为输入电压，将AD8130电压放大增益设置为+2倍。为了隔绝直流信号，在信号输出端加入0.1 μF电容。

2.2 程控增益调节

针对感应装定测试系统的特点：在不同测试条件下的感应线圈对放大增益有不同的需求，即要求装置放大倍数需要快速灵活调整。采用程序控制HMC960调整增益的方式，以得到快速精准的响应。下文将论述具体实现方式。

采用串行通信技术及SPI接口技术执行数据的传输与控制，进而实现对装置的程序控制增益调节功能，避免了传统放大电路中因手动调节增益带来的误差，其整体原理如图9所示。上位机作为控制单元通过串行通信协议下发原始指令，单片机执行数据解析与校验，最后通过SPI通信协议下发指令控制放大电路。

图9 程控增益原理图Fig.9 Schematic diagram of programmed gain

为了保证增益设置数据有效传输，避免因数据错误而影响放大效果，制定了串行通信数据包格式如表2所示，并在单片机中做帧头帧尾校验无误后才能有效提取增益数据。

表2 数据包格式Tab.2 Packet format

接收串行信息并解析后的有效数据通过SPI协议发送至HMC960执行增益调节指令，以达到程控增益调节的目的。

在对HMC960进行控制时，首先在SCK的上升沿前将SEN使能并把数据通过SDI数据线发送，此时HMC960会在SCK的第1个上升沿读取SDI上的数据，并在接下来的23个SCK上升沿连续读取并存储数据，在随后的5个SCK下降沿连续发送地址位，最后经过3个SCK下降沿发送芯片地址。经过32个时钟周期后，将SEN失能，便完成了一次数据的写入操作，即程控增益的过程，该过程的时序图如图10所示。

图10 HMC960控制时序Fig.10 HMC960 control timing sequence

由于HMC960自带SPI接口，所以需要在单片机中对SPI接口进行配置。实际测试中，利用SPI协议进行一主多从通信时，SPI接口的通信速率不宜过高，否则可能造成通信紊乱。因此，给出本文对HMC960操作时的SPI配置方式，如表3所示。

表3 SPI配置Tab.3 SPI configuration

2.3 软件设计

2.3.1下位机软件设计

微弱信号放大装置中下位机软件设计采用C语言在keil中借助STM32的固件库进行开发。微弱信号放大装置的软件部分主要用于数据采集、数据解析、数据输出三部分，如图11为本装置下位机程序流程图。

装置上电后，首先对串口、LCD12864以及HMC960进行初始化配置；随后进入主程序，在主程序中首先对程控、手控模式设置按键数据采集，程控模式下通过串口接收上位机指令后进行解析，将数据写入主放大芯片寄存器进行增益调节并在LCD12864显示设置的参数；手控模式下，采集编码器数据并进行解析，将数据写入主放大芯片寄存器进行增益调节并在LCD12864显示设置的参数。

图11 下位机程序流程Fig.11 Program flow of lower computer

2.3.2上位机软件设计

上位机也是实现程控功能的关键，本装置上位机软件采用G语言在LabVIEW环境下进行程序设计。主要实现的是对放大前后波形采集与微弱信号的放大参数调节，图12为上位机界面图。

图12 上位机界面Fig.12 PC interface

具体的实现过程主要包括通信单元、参数设置单元和波形显示单元子程序设计。图13为上位机程序设计流程图。实现该程序通信单元用到LabVIEW平台仪器I/O中的VISA串口通信方式，通过采用VISA配置串口、VISA写入、VISA关闭等控件与示波器和信号源进行通信。参数设置单元可以分为输入频率设置、输入电压设置以及增益设置等子单元，这些子单元通过通信协议编写成子VI，从而实现装置参数设置。波形显示单元根据信号发生器及示波器的通信协议编写成子VI读取输入、输出波形。

图13 上位机程序流程Fig.13 Program flow of the host computer

3 实验测试

在实验室条件下利用信号发生器产生毫伏级别的正弦信号，经放大装置放大后由示波器显示放大后的波形及各项参数，根据测试数据评定该装置工作性能。

采用控制变量法进行频率特性测试，固定信号输入峰峰值为2 mV的正弦信号，固定放大增益40 dB，改变输入信号频率测试放大器的带宽平坦度，测试结果如表4所示。

同样采用控制变量法进行增益特性测试，固定信号输入峰峰值为10 mV的正弦信号，固定输入信号频率为50 MHz，改变增益进行增益特性测试，测试结果如表5所示。

表4 频率特性测试Tab.4 Frequency characteristic test

表5 增益特性测试Tab.5 Gain characteristic test

HMC960芯片最高输入频率不超过100 MHz，因此装置不可接收100 MHz频率以上的信号。在实际测量中，10 Hz以下频率范围由于频率特性响应的影响，该频带的微弱信号放大增益衰减较大，并出现波形失真，不具备有效放大能力。测试数据以及示波器波形表明，该放大装置对10 Hz～100 MHz频率范围内的微弱信号放大增益较为平坦，且无波形失真现象。在20～60 dB增益范围内，输出电压与放大增益呈高度线性关系，且无波形失真现象。

4 结论

本文提出基于四级级联放大的程控微弱信号放大装置。该装置以前置低噪声放大单元、单端转差分放大单元、DGA放大单元及差分转单端放大单元完成四级级联放大电路的构建，给出各级增益的分配方式及具体实现方法；并自定串行通信数据包的方式完成控制指令下发，经SPI协议控制DGA放大单元调节增益；利用C语言和LabVIEW平台分别完成下位机程序设计及上位机界面设计。实验结果表明：该装置对带宽在10 Hz～100 MHz之间、最低幅值2 mV的微弱信号实现了20～60 dB程控增益不失真放大功能，且在通频带范围内的放大增益较为平坦。该装置为感应装定测试领域对信号放大的需求提供了新的技术方案。