混合不对称CHB倍频调制策略的研究

叶满园， 吴韩， 田东蕾， 陈乐

(1.华东交通大学 电气与自动化工程学院，江西 南昌 330013; 2.华电国际电力股份有限公司邹县发电厂，山东 邹城 273500)

0 引 言

级联H桥(cascaded H-bridge,CHB)多电平逆变器是电力电子传动与变频领域主要的逆变器拓扑结构，相较于其他逆变器拓扑结构，CHB多电平逆变器具有输出电能谐波性能优良和易于模块化设计使用等优势[1-4]。伴随着多电平控制技术的日趋完善及市场需求，混合级联多电平逆变器得到了快速地推广与发展。常见的混合级联多电平拓扑主要有Ⅱ型和Ⅲ型，其高、低压单元由不同电压等级、不同开关频率[5-7]的H桥单元级联而成，该结构能够实现逆变器在同等模块单元的数量下输出更高的电压等级；在电压等级一致的情况下能够使开关器件和直流电源的数目缩减；而且可以实现不同电压等级下功率开关的协调工作，提升了控制的简便性。

调制策略是多电平逆变器研究中的关键技术，目前对多电平逆变器调制方法的研究较多，主要有矩形波调制法、空间矢量调制法以及特定谐波消除法等[8-13]。对于级联型多电平逆变器，上述的绝大部分调制方法中，由于本身的一些局限性，会对相电压的谐波质量以及每个单元的输出功率造成一定的影响，从而会影响电能质量的提高以及使得各个电池单元充放电不均衡，因此针对不同的拓扑结构需要对不同的调制策略进行改进和优化来促进混合拓扑的发展和实用化。文献[14]提出的传统混合调制策略使H1单元工作在低频，H2单元工作在高频，低压向高压单元注入能量，导致了电流倒灌问题的发生。文献[15]提出了一种改进的混合频率调制策略，这种方法可以解决传统调制策略导致的电流倒灌问题，但是高压级联H单元由于处于开关频率较低的运行模式下，这在一定程度上影响了逆变器输出电压的质量。文献[16]对传统载波移幅调制方法进行了优化，通过施加使两单元输出电压保持相位一致的方法，使得电流倒灌和功率回流问题得到了消除。

由于以上各种调制策略都存在一定的缺陷，本文以Ⅱ型混合不对称CHB逆变器拓扑结构为研究对象，在详细分析Ⅱ型混合不对称CHB逆变器级联H单元工作原理的基础上提出了一种基于LS-PWM的倍频调制策略，该方法通过控制各级联单元输出电平的冗余状态和逆变器输出电压的合成方式，解决高低压级联单元间的电流倒灌和能量回流问题。本文所提调制策略不但可以减少逆变器输出电压的低频次谐波含量，而且使Ⅱ型混合不对称CHB逆变器的输出电能质量得到提高。

1 Ⅱ型混合不对称逆变器拓扑

图1为Ⅱ型混合不对称CHB逆变器拓扑，由两个级联单元构成， H1单元和H2单元直流电压输入比为2∶1，相电压为：

uAN=uH1+uH2。

(1)

式中：uH1和uH2分别为高压单元H1和低压单元H2输出电压；io为逆变器输出电流。

图1 Ⅱ型混合不对称逆变器拓扑结构Fig.1 Topology of type Ⅱ hybrid asymmetric inverter

按照两电平变换器的工作原则，H1单元和H2单元均可输出三种电压等级不同的电压。其中，高压H1单元可输出+2E、0和-2E三种不同的电平，低压H2单元可以输出E、-E和0三种不同的电平。所以Ⅱ型混合不对称逆变器总的输出电压uAN能够输出+3E、+2E、+E七不同的种电平。假设单元i(i=1,2)的开关函数为：

(2)

由此可以得出各级联H单元输出电压uHi表示式为

uHi=SiE。

(3)

根据级联H桥逆变器输出电压的计算方法，可以得出Ⅱ型混合不对称逆变器总的输出电压

(4)

图2为Ⅱ型混合不对称逆变器各区间PWM电平的合成方式图，其中(S2，S1)表示低压H2单元和高压H1单元的开关函数的数值，各级联单元输出电压如式(3)，逆变器总的输出电压如式(4)。从图2可以看出，当选择的电平合成方式不同时，会导致Ⅱ型混合不对称逆变器各级联H单元的输出电平不同，因此逆变器的输出电压的波形也会不同，下面以负半周期为例对各区间PWM电平的合成方式进行详细阐述。

图2 各区间PWM电平的合成方式Fig.2 Synthesis of PWM level in different intervals

3)区间[-3E,-2E]。uAN在此区间只有一种合成方式C′(-1,-1)～(0,-1)：uH2交替输出0和-E，工作在高频PWM模式，uH1输出-2E，工作在低频PWM模式，两级联单元的输出电平极性是相同的。

2 混合CHB优化调制策略

2.1 混合频率调制策略原理

图3为混合频率调制策略的原理图，当H2和H1单元的载波频率分别为fcrl和fcrh，则fcrl=2fcrh。调制波vm与中间两层正负反相的载波vcrh比较得到H1的开关管脉冲S11和S13，然后再与另外四层载波vcrl比较得到H2的开关管脉冲S11和S13。

图3 混合频率调制策略原理Fig.3 Schematic diagram of hybrid frequency strategy

2.2 基于LS-PWM的倍频调制策略

文献[16]所提出的“单极性LS-PWM调制策略”的基本原理这里不再赘述，本文提出的基于LS-PWM的倍频调制策略的原理如图4所示，vm为LS-PWM调制策略所用的调制波，然后再分别与载波vcr1、vcr2、vcr3比较得到脉冲信号A1、A2、A3，与恒值E比较得到脉冲信号Q，极性信号R由vm过零点产生。其中载波vcr1和vcr2的幅值为2E，频率均为vcr3的1/2，相位相反。最后将所得脉冲信号A1、A2、A3进行逻辑运算进而得到H1和H2单元各开关管的开断信号S11、S14、S21和S24。不妨设载波vcr1和vcr2的频率为fch，载波vcr3的频率为fcl，则fcl=2fch。以下对开关管S11、S14、S21和S24脉冲信号的生成作了详细阐述。

图4 基于LS-PWM的倍频调制原理图Fig.4 Schematic diagram of frequency modulation modulation based on LS-PWM

1)正半周期：对于高压单元H1，在区域[0,E]内，开关管S11恒导通，S14恒关断。在区域[E,2E]内，当Evcr3时，S24输出为1，反之为0。

综上所述，本文所提的LS-PWM倍频调制策略在调制波正半周期内各开关管的脉冲信号为：

(5)

2)负半周期：根据H桥的桥臂的工作原理，可得正弦调制波负半周期内各开关管的脉冲信号：

(6)

综合1)和2)所述，可得到整个周期内各开关管的脉冲信号为

(7)

(8)

文献[14]所提的传统混合调制策略中，逆变器输出相电压uAN的基波幅值， H1输出电压uH1以及H2输出电压uH2的基波电压分别为：

uAN(1)=3EMsinωt。

(9)

(10)

(11)

式中:M为调制度；uH1(1)、uH2(1)分别为H1和H2单元输出电压的基波幅值；uAN(1)为逆变器输出电压的基波幅值，M与uAN(1)的关系如图5所示，可以看出：当M位于区间[0,1/3]时，H1输出电压为0，此时逆变器的输出功率全部由H2承担；当M位于区间[0.37,0.78]时，H1输出为正极性，H2输出为负极性，uH1大于uAN，uH2小于0，因此H1输出功率超出负载所需，影响直流母线电容电压的稳定。

图5 基波随调制度M的变化曲线1Fig.5 Variation curve of fundamental wave with modulation degree M-1

图6为在本文所提出的基于LS-PWM的倍频调制策略下，各单元输出电压及相电压的基波幅值与调制度M的关系曲线，与图5对比可以得出：在全调制比范围内，H2输出电压的基波幅值全部为正，并且H1输出电压的基波幅值也不存在大于相电压基波幅值的情况，这表明所提策略有效解决了电流倒灌和能量回流的问题。

图6 基波随调制度M的变化曲线2Fig.6 Variation curve of fundamental wave with modulation degree M-2

3 仿真研究

为了验证本文所提的基于LS-PWM的倍频调制策略的有效性，分别对文献[16]所提“单极性LS-PWM调制策略”、混合频率调制策略以及优化的倍频调制策略在MATLAB/Simulink进行了建模仿真研究，仿真参数如表1所示，分别对M=0.3、0.6和0.9进行对比仿真，载波比为80。

表1 仿真模型参数

图7、图8、图9分别为调制度M为0.3、0.6、0.9时，在混合频率调制策略、文献[16]所提“单极性LS-PWM调制策略”以及基于LS-PWM的倍频调制策略下，混合级联H桥逆变器的输出特性。

图7 不同调制度下的各单元电压及相电压Fig.7 Each unit voltage and phase voltage under different modulation degrees

图8 不同调制度下的各单元电压及相电压Fig.8 Each unit voltage and phase voltage under different modulation degrees

图9 不同调制度下的各单元电压及相电压Fig.9 Each unit voltage and phase voltage under different modulation degrees

基于混合频率调制策略控制下不同调制度时各级联单元输出电压和逆变器输出电压波形如图7所示。由图可见，由于在整个周期内两个级联单元的输出电压的极性始终相同，因此混合频率调制策略可以解决传统调制策略存在的问题。但是由于高压H1单元频率较低也会影响其输出电压的谐波特性，增加了逆变器输出相电压的低次谐波含量，降低了相电压的电能质量。

图8为文献[16]中所提“单极性LS-PWM调制策略”下，不同调制度下各单元输出电压及相电压波形。其效果与图9所示的“基于LS-PWM的倍频调制策略”基本一致，都解决了电流倒灌和能量回流的问题，但是其高压单元引入了高频调制，需要较高的开关频率。

基于本文所提的LS-PWM倍频调制策略下不同调制度时各级联单元输出电压和逆变器输出电压波形如图9所示。由图可见，在整个基频周期，两个级联单元的输出电压的极性始终相同，因此本文所提的调制策略可以解决传统混合调制存在的能量反馈和电流倒灌问题，逆变器的输出电压更接近标准的七电平，并且H1和H2的等效开关频率加倍，实现了在较低开关频率下相电压波形的倍频控制。通过上述讨论分析可知，本文提出的LS-PWM倍频调制策略可以使逆变器的等效开关频率扩大一倍，不但解决了传统混合调制方法下低压级联单元由于开关频率降低所导致逆变器输出电压低次谐波性能相对较差问题，而且等效开关频率也可以提高Ⅱ型不对称CHB逆变器输出电压的谐波特性，使Ⅱ型不对称CHB逆变器的电能质量得到较大的提高。

图10为在三种策略下，调制度为0.9、载波比为60时，逆变器输出相电压uAN的频谱分布图，其中，在混合频率调制策略下，uAN的基波幅值为134.8 V，THD为22.49%。在文献[16]所提出的单极性LS-PWM调制策略下，uAN的基波幅值为134.9 V，THD为22.37%。在基于LS-PWM的倍频调制策略下，uAN的基波幅值为135 V，THD为22.19%。可见，相较于传统混合频率调制策略及单极性LS-PWM调制策略而言，本文所提的LS-PWM的倍频调制策略可以使逆变器输出电压的基波幅值相对增加，THD相对较小，同时还可以发现该调制策略还可以使逆变器输出电压中低频次谐波的含量大幅降低，并且逆变器输出电压的谐波均匀地分布在载波比的整数倍附近。

图10 各调制策略下相电压的频谱Fig.10 Frequency spectrum of phase voltage under each modulation strategy

4 实验结果

为了证实仿真结果的正确性，构建了Ⅱ型混合不对称逆变器实验平台，进行了不同调制度相同载波频率以及相同调制度不同载波频率下的实验。实验参数设置如下：直流源电压为100和50 V，载波频率fcl为10和3 kHz，滤波电感L=4 mH，负载电阻R=20 Ω。

图11、图12和图13分别为调制比为0.9和0.5时采用基于LS-PWM的倍频调制策略的实验结果。

图11 M=0.9,frl=10 kHz的实验结果Fig.11 Experiment result(M=0.9,frl=10 kHz)

图12 M=0.9,frl =3 kHz的实验结果Fig.12 Experiment result(M=0.9,frl=3 kHz)

图13 M=0.5,frl=3 kHz的实验结果Fig.13 Experiment result(M=0.5,frl=3 kHz)

由图11～图13可见，随着调制度的降低，逆变器输出电平数由七电平降低为五电平，而且从其频谱分布图中可以得到：在本文所提基于LS-PWM的倍频调制策略的倍频控制下，Ⅱ型不对称CHB逆变器输出电压不但低频次谐波的含量大幅降低，并且谐波主要分布在整数倍载波频率附近，因此实验结果与仿真结果相一致，本文所提的调制策略可以使逆变器具有较高的输出电能质量。

5 结 论

本文以Ⅱ型混合不对称CHB逆变器为研究对象，首先对其拓扑结构和工作原理进行了详细的分析，并对传统混合调制策略应用到该拓扑结构的逆变器中所产生电流倒灌和能量反馈的原因进行了分析与论述，进而提出了一种基于LS-PWM的倍频调制策略，并进行了仿真研究与实验验证。与传统混合调制策略以及传统混合频率调制策略相比，所提策略具有以下优点：

1)采用本文所提的调制策略可以使Ⅱ型混合不对称CHB逆变器各级联单元间避免发生电流倒灌和功率回流问题。

2)通过倍频控制使得逆变器输出相电压的主要低次谐波分布在更高的载波比附近，由原来以N的倍数次为中心分布改变为以2N的倍数次为中心分布，有效提高了开关器件的等效开关频率，大大降低了低次谐波的含量，有效改善了电能质量。