并网分离源逆变器解耦控制

杨旭红， 陆浩， 郝鹏飞， 姚凤军

(上海电力大学 自动化工程学院，上海 200082)

0 引 言

太阳能等可再生能源发电的研究越来越多，电能转换系统是其研究的一个核心内容[1-3]。由于传统逆变器交流侧的电压一定不会高于直流侧的电压，因此人们已经关注具有升压能力的逆变器。之前两级式拓扑结构是最普遍的拓扑结构，它由前级的DC-DC升压和后级的DC-AC逆变两个部分组成[4]。最近几年，具有降压-升压能力的单级逆变器成为另一种更好的选择，相比较两级式逆变器而言，它具有体积更小，复杂程度更低，成本更低，效率更高的优点。

Z源逆变器(Z-source inverter,ZSI)是利用直通状态来升高电源电压，是最近研究最广泛的单级逆变器之一[5-7]。这种拓扑既能降低成本，又可以提高系统的可靠性。然而，这种拓扑也有一些无法避免的缺点，例如输入电流和直流链电压不连续性以及太多的无源元件。最近，由Ahmed Abdelhakim提出的分离源逆变器(split-source inverter,SSI)可以替代ZSI，这种拓扑非常简单，只需电感L完成升压功能，具有较低的开关电压应力以及较高的电压增益，并且能够获得连续的直流电流和直流链电压[8]。随后Ahmed Abdelhakim又对SSI进行改进，使用了替代的单相直流交流配置，利用这种配置使得在单个器件中使用两个共阴极二极管而不是使用两个单独的二极管，有利于减小换向路径中的寄生电感。

对三相分离源逆变器的研究文献有很多，文献[9]提出三相分离源逆变器作为Z源逆变器(ZSI)的替代解决方案，以克服Z源逆变器的直流侧电压和电流的不连续性以及较高电压增益时开关器件的高压应力。文献[10]提出使用飞跨电容的三相SSI，使用飞跨电容器配置将SSI拓扑从两级操作扩展到三级操作，能够避免两个隔离的直流电源。对调制的方法进行分析改进，能够降低有源开关两端的电压应力和输出电压的总谐波失真。文献[11]提出标准的三电平飞跨电容器电压源逆变器(VSI)桥，并将其操作从两级操作扩展到三级等效操作，这种扩展使在相同开关频率下有较低的电感要求。文献[12]基于单相SSI逆变器，提出改进逆变器拓扑和PWM技术，能够实现直流侧电压和交流输出独立控制，并不会受到高频电流换向的影响。文献[13]讨论在三相并网模式下闭环控制，所提出的控制器通过离散时间模型以预测每个开关状态的输入和输出电流的未来行为。文献[14]讨论三电平二极管钳位分离源逆变器(SSI)，该逆变器使用两个不同的隔离电源，具有较低的开关电流应力，并且能够限制输入电流和直流链电压中的低频分量。

本文研究的拓扑是三相并网逆变器拓扑，首先对分离源逆变器(SSI)进行分析，然后提出一种结合dq旋转坐标系的闭环控制技术的改进的SVPWM调制方案，以实现在并网模式下SSI的解耦控制。该控制实现了SSI的直流侧和交流侧的独立控制。在这种解耦控制方案中，交流调制信号的共模项用于调节直流侧，从而具有两个控制参数的额外自由度。最终实现系统性能上的改善。

1 三相分离源逆变器分析

1.1 三相分离源逆变器结构

三相SSI的拓扑如图1所示，其使用传统三相电压源逆变器(VSI)相同的B6桥[15]，该结构与Z源逆变器比较相似，直流侧用到三个并联的共阴极二极管。前级电感L起到将输入电源电压升压作用，代替前级DC-DC升压结构，三相逆变桥将直流侧电压逆变为所需的交流电。直流侧电压为电容电压vinv，输入电流为连续的电感电流iL，直流电源VDC,交流侧与电网相连，需要用电感Lf作为滤波器滤除谐波。也可以用LC或LCL滤波器代替，减少输出电流谐波并提高电能质量[16-17]。

图1 三相分离源逆变器拓扑Fig.1 Three-phase split-source inverter topology

该逆变器有8种运行状态，同时同一桥壁的两个二极管不能同时导通。图2表示该拓扑二极管在一个开关周期内的不同换向状态。其中有7种不同的状态是向电感L充电，如表1和图2(a)所示。至少有一个上部开关(S1U、S2U、S3U)导通时电感L充电。这其中包括6个有效状态和一个零状态，零状态是所有上部开关全部导通。另一个零状态是所有下部开关都导通，如图2(b)和表1所示，该状态对电感L进行放电，电容C进行充电。

表1 分离源逆变器开关状态图

图2 忽略负载情况下三相SSI开关状态Fig.2 Three-phase SSI switch state under load conditions

1.2 SVPWM调制

传统的三相电压源逆变器通常采用SVPWM调制[18]，该调制方式也适用于分离源逆变器，假设分离源逆变器电感L的充电时间占空比为D，其中D=ty/ty+tx，ty表示电感L的充电时间。调制系数定义如图3所示，那么占空比D与调制系数的关系为：

(1)

图3 SVPWM调制方式Fig.3 SVPWM modulation method

(2)

(3)

电感充电时平均占空比为

(4)

基于电感器的反馈平衡和电容器的电荷平衡，归一化的平均逆变器电压为

(5)

其中VDC是直流输入电压，将式(4)代入到式(5)可得

(6)

那么归一化输出基本峰值相电压为

(7)

1.3 改进的调制方式

该调制方式的原理是，当至少一个调制波大于载波时，电感L充电；否则，电感L放电。图4显示较低的虚拟包络线是一个恒定值，那么占空比D是固定的并且等于M。占空比D定义为

(8)

图4 闭环解耦控制方案Fig.4 Closed-loop decoupling control scheme

其中：tx是电感L的充电时间；ty是电感L的放电时间。直流侧电感电流和逆变器电压的低频分量可以通过固定的D来消除。归一化的逆变器直流侧电压(Vinv/Vdc)和输出相电压的峰值(VΦ1/Vdc)计算公式如下：

(9)

(10)

预期的电感和电容值计算公式如下：

(11)

(12)

其中：ΔIL和ΔVinv分别是电感L的纹波电流和直流侧的纹波电压。Idc是电感电流的有效值；fs为开关频率。

图5 本文提出的改进调制方式Fig.5 Improved modulation scheme proposed in this paper

2 并网SSI解耦控制设计

2.1 交流侧控制器设计

第一部分是交流回路，控制的目标是并网交流电压和交流电流，经过PI控制器和坐标系变换，实现三相电压的正弦输出，最后通过改进SVPWM调制输出特定的调制波。相角θg以及并网电压(vabc)、电流(iabc)通过Park变换模块得到在dq旋转坐标系下的并网电压vdq和并网电流idq，如图4所示，可以建模如下：

(13)

(14)

vdqi是控制器中dq参考坐标系下输出电压，rf是输出端，那么传递函数为：

(15)

(16)

方框图如图6所示。

图6 直轴输出电流控制环Fig.6 Straight axis output current control loop

那么交轴输出电流控制环与直轴的类似。

2.2 直流侧控制器设计

通过直流侧和交流侧的功率转换控制实现直流侧电压控制，因此直流侧电压控制器是控制逆变器电流的直轴分量，根据旋转dq参考坐标系中网格转换器的瞬时输入输出功率平衡，假设无损耗操作，可以得到以下等式：

(17)

(18)

其中Vdg=VΦ1。直流链路电压控制环路的框图如图7所示，其中Gidcl是图6所示id的闭环传递函数，由下式给出：

(19)

最后，用来产生逆变器输出电流直轴的给定电流。

图7 直流侧电压控制环Fig.7 DC side voltage control loop

直流回路控制器设计采用双回路电压电流闭环控制。外环是直流电压控制回路，由于直流侧含有交流分量，电压环输入直流侧电压直流分量，经过PI控制输出电流环的给定量。内环是输入电流控制回路，通过使用PI控制器使电流iL不受纹波的影响。并且直流侧电容器与直流电源并联起到低通滤波器的作用。该控制器最终产生控制信号，加到第一个产生调制信号的上包络线上去，即起到调节Mdc的作用。最后，可以控制直流链路电压的直流分量，并且控制器可以消除源电流中的纹波。

图8、图9和图10是各控制器在不同控制参数的开环伯德图，综合考虑系统的带宽、稳定性、对高频谐波的衰减速度以及纹波的抑制，根据所提出的控制方案选择各参数，设计了不同的PI控制器。其参数如下：直流侧电压控制器，比例和积分增益分别等于0.09和6.3，对于输出电流控制器，比例和积分增益分别等于14和8 000，直流输入电流控制环比例和积分增益分别为0.012和4。对于电压直流分量的控制器，分别为0.073 2和6.1。

图8 输出电流环伯德图Fig.8 Output current loop Bode diagram

图9 电容电压控制环伯德图Fig.9 Capacitor voltage control loop Bode diagram

图10 输入电流环伯德图Fig.10 Input current loop Bode diagram

表2 功率解耦系统的参数

3 实验仿真与结果

所提出解耦控制方案通过MATLAB/Simulink仿真验证其有效性。SSI的ΔIL和ΔVinv由文献[9]可得，ΔIL=0.43 ，ΔVinv=0.005 1 。设定直流输入电压为160 V，并网电压有效值是220 V，那么SSI的参数如表1所示。对于输入电流采用PI控制器以便表1中设计的参数，利用MATLAB/Simulink模型来测试所提出的控制方案。

为了说明方案的有效性，比较采用功率解耦方案之前和之后的波形，直流侧电压Vinv，交流输出电压vabc，直流输入电流以及交流输出电流的稳态波形分别由图11和图12进行比较。经过比较之后可以观察到采用解耦方案的电压波形波动幅值更小，接近于稳定值670 V。与没有采用功率去耦的直流输入电流相比，具有功率去耦的直流输入电流纹波更小，更加稳定。

图11 加入功率解耦方案SSI稳定状态波形Fig.11 Adding a power decoupling scheme SSI steady state waveform

图12 未加入功率解耦方案的SSI稳定状态波形Fig.12 SSI steady state waveform without power decoupling scheme

为了更加清楚地说明解耦方案的有效性，利用交流耦合电容提取直流侧电压纹波分量，所得的纹波分量波形图如图13(a)和13(b)所示，加入解耦控制方案的电压纹波幅值是6.3 V，未加入解耦控制方案的纹波电压的幅值是86 V，可以看出解耦控制使直流侧的纹波幅度很大程度的下降，可以证明所提解耦方案的有效性。

图13 直流侧电压纹波部分Fig.13 DC side voltage ripple section

电力电子器件所能承受的电网电压波动为±15%，那么加入功率解耦方案之后的分离源逆变器分别在电网电压膨胀15%和下降15%两种情况下，所设计的解耦方案是否有效。电网电压膨胀15%时直流侧电压Vinv，电感电流iL，交流电压vabc，交流电流iabc如图14所示，在0.05～0.15 s之间将电网电压幅值升高到原来的15%，电压Vinv波动增大，但增大的幅值较小，到0.15 s时电压Vinv又平稳地回到原来的大小。电感电流iL也相应地有所增大，幅值增大了1.5 A，但是到0.15 s又回到0.05 s之前的值。交流部分当电网电压增大，交流电流也增大。图15是电网电压降低15%时仿真结果图。电网电压降低到原来的15%，电压Vinv幅值减小1 V，可见减小的量很小，到0.15 s时电压Vinv又回到原来的大小。电感电流iL也相应地有所减小，减小了1.4 A，但是到0.15 s又回到0.05 s之前稳定值。由图14看出，电网电压膨胀和降低15%，相应的各个量也略有增大和减小，但是增大和减小幅值较小，解耦效果没有变差，说明该解耦方案的有效性。

图14 加入解耦方案电网电压膨胀15%时稳定状态仿真结果Fig.14 Stabilization simulation results when the grid voltage expansion is 15% added to the decoupling scheme

图15 加入解耦方案电网电压降低15%时稳定状态仿真结果Fig.15 Stabilization simulation results when the grid voltage reduction is 15% added to the decoupling scheme

4 结 论

本文研究了并网运行模式下SSI的闭环控制，并提出了一种解耦控制方案来独立控制SSI直流侧和交流侧。该控制方案是基于所提出的改进SVPWM调制方案和同步旋转参考坐标系控制技术的结合。首先对SSI进行建模，然后讨论所设计的控制方案。本文使用MATLAB/Simulink的分析和仿真来验证方案，并通过对比加入解耦控制前后的直流侧电压、直流输入电流、交流输出电流等来阐述方案的有效性。如仿真和实验结果中所讨论的那样，逆变系统得到适当控制，并实现了对输入直流电流和输出交流电流的完全解耦控制。