具有迟滞触发特性的振动能量收集器管理电路

赵兴强，钱海林，施金雷，丁 宇，罗 勇，邓丽城

(1.南京信息工程大学自动化学院，江苏南京 210000；2.南京邮电大学电子与科学工程学院，江苏南京 210000)

0 引言

无线传感器网络(wireless sensor network，WSN)是指通过无线通信方式将布置在监测区内的多个传感器节点组成一个自组织网络。在军事、环境、医疗、家居、工业、商业等领域有着巨大的应用潜力[1]。通常WSN节点大多采用传统的化学电池(锂电池)进行供电，限制了其续航能力[2]。能量收集技术具有体积小、质量轻、无污染、寿命长、成本低、能量取用便捷等优点，降低了周期性更换电池带来的巨大费用，受到了国内外的高度重视从而成为了研究的热点[3]。目前已经开发了包括风能、太阳能、振动能、波浪能、地热能、生物能等多种形式的能量收集器为无线传感器节点供电,振动能量由于不易受到天气变化的影响或是地理位置的限制，因而广泛分布在铁轨、桥梁、波浪、人体等各种应用环境中[4-7]。电磁式振动能收集器的内阻较小，输出电流大，稳定性强，适合为无线传感节点负载供电[8-10]。

振动能量收集器输出交流电，输出功率在μW到几十mW范围，而WSN节点发射信号时往往要上百mW[11-12]。因此，能量收集器无法直接为WSN节点供电，须由电源管理电路进行整流、储能、升压等一系列处理。由于半导体芯片的亚阈值问题[13]，在微能量供电的情况下，芯片的电压会锁定在一个较低的亚阈值，不能正常工作。为了避开这个问题，研究者引入了电子开关，在存储能量足够时开启，保证节点正常工作。

目前大多数振动能量收集器的管理电路采用单独的元件来控制开关。文献[14]设计了电磁振动能收集系统的低压充电电路。但是由于电磁式振动能收集器的输出电压较低，不能直接用于启动转换器的控制器和栅极驱动器电路，需要为这些电路提供初始启动的电源。上述电路结构提供了非常好的思路，但其电路的结构比较复杂，功耗较高，需要采用外部电源供电，在WSN节点应用方面并不适用。徐大诚等提出基于振动能量收集器的无源无线传感器节点电源电路，该电路由启动阈值检测电路、反馈电路、关断阈值检测电路和开关电路组成，能够自动检测储能单元上电压变化，但电路过于复杂[15]。有些研究者应用专门的能量收集器的电源管理芯片，如LTC3588、LTC3105、BQ25504等，但这些芯片多是针对压电振动能量收集器研制，且价格较高[16]。

对此，本文提出了具有迟滞触发特性的电磁式振动能量管理电路，其自身功耗极低，无需提供额外电源或系统控制开关。

1 电路设计

1.1 电路原理

电路原理图如图1所示。包括整流、储能电容、电子开关、迟滞电压比较器、DC-DC转换器等。其中，整流部分采用全波桥式整流。储能电容为电解电容或超级电容。迟滞电压比较器和电子开关是电源管理电路的重点部分，要求电压比较器具有迟滞触发性能，在相对高的电压值闭合电子开关，为WSN节点供电，当储能电容电压值达到一个相对低的阈值时，开关断开，停止供电。DC-DC主要为升压稳压电路，将电压稳定在WSN节点的工作电压，一般为3.3 V。

迟滞电压比较器主要包括3个串联的分压电阻(R1、R2、R3)，迟滞电路(NMOS管Q1、PMOS管Q2和R4)，反相电路(NMOS管Q3、R5)，电子开关PMOS管Q4。3个高阻值的串联电阻对储能电容C2上的电压VC2进行分压，其中R1所分电压为PMOS管Q2的源栅电压VSG。在冷启动时，Q4在内的所有MOS管都是截止状态，电容充电，开关断开，负载不通电。

图1 管理电路原理图

当能量收集装置发电时，C2开始充电，电压值随之上升，R1的电压值逐渐增加，当Q2的源栅电压VSG达到Q2的开启电压|VGS(th)|时，Q2导通，且导通电阻远小于R4。进一步使得Q1的栅极拉高，近似等于VC2，Q1导通，导通电阻很小，使得R3近似短路，进一步增加了R1上的压降。这个过程中Q2快速进入可变电阻区，同样还可以在Q1上形成正反馈，使其也快速进入可变电阻区。这时Q3也导通，拉低了Q4的栅极电位，使得Q4导通。这个触发电压称为上行触发阈值电压VH，可以表示为

(1)

图2为迟滞电压比较器的输入输出电压曲线示意图，虚线为上行曲线，输入电压(储能电压)逐渐增加，触发电路的输入电压达到上行触发阈值电压时，Q4导通，在不考虑DC-DC转换的条件下，输出电压与输入电压近似相等。

图2 迟滞电压比较器的电压曲线示意图

下行过程如图2实线所示，随着电容电压释放，VC2下降。当R1上的电压下降到低于Q2的开启电压时，Q2截止，Q1栅极电位拉低，Q1截止，R3不再被短路，进一步减小R1上的分压。所有MOS管加速截止，开关断开。这时的触发电压称为下行阈值电压VL，表示为

(2)

上下行的阈值电压不同，形成迟滞触发现象。这种电压迟滞触发现象使得低电压时，储能电容只充电，不为后续电路放电，避免储能电容漏电。一旦触发，R3被短路，即使储能电容电压略微降低，也不会使得MOS管截止，能够保证电路保持在导通状态。在储能电压足够时才为后续电路供电，保证后续电路可靠工作。

在未触发时，管理电路的电阻约等于R1+R2+R3，三者阻值较大，电容C2放电较慢，可以忽略。假设三者串联阻值为100 MΩ，VL=2.0 V，漏电流最大为20 nA。电路触发之后，触发电路的电阻可以认为是R1+R2，当其为50 MΩ，VH=3.3 V时，触发电路的电流最大为66 nA。实际电路中，考虑到MOS管的漏电流，触发电路的电流消耗也只有μA的数量级，可见自身功耗非常小。触发之后整个放电过程释放的电能可以由式(3)计算。

(3)

式中：E为释放的电能，J；C2为储能电容，μF。

由此，可根据WSN节点的功耗需求，设计储能电容大小、阈值电压等参数。

1.2 电路仿真

在不考虑DC-DC转换的条件下，采用Proteus软件对电路的迟滞开关特性仿真。电磁振动发电装置用一个交流电压源VIN和一个电源内阻RS代替，设定输出电压幅度为6 V，整流之后为幅度5.3 V半正弦波，损耗了0.7 V的整流桥二极管压降。C2为储能电容，为100 μF。R1=100 MΩ、R3=40 MΩ、R2=R4=R5=10 MΩ、VRLOAD=500 Ω、|VGS(th)|=2 V，通过式(1)、式(2)计算可得VH=3.0 V，VL=2.2 V。

仿真结果如图3所示。可以看出，通电之后电容开始充电，此时是截止状态，VC2

图3 迟滞电压比较器的仿真曲线

2 实验分析

2.1 电路设计

按照上述的电路原理图分模块设计了管理电路PCB。PCB采用了低压降的BAT721系列肖特基整流二极管芯片，10 mA的导通电流正向压降只有0.3 V左右。储能电容则采用漏电性能低的钽电容。DC-DC升压电路采用电源管理芯片TPS61221，该芯片专门针对低压的电源，输入电压可低至0.7 V。

迟滞电压比较器选用ALD1105芯片。该芯片内集成了2对互补的NMOS和PMOS管，开启电压较低，仅有0.7 V，开启电阻RDS(ON)为1.2 kΩ。开关管Q4选用PMOS管SI2329DS，开启电压为0.7 V，开启电阻RDS(ON)仅0.04 Ω，相对于WSN节点输入电阻，开启电阻上的功耗可以忽略。电阻设为R1=20 MΩ，R2=R3=30 MΩ，R4=R5=20 MΩ，理论上，上下行阈值电压分别为2.8 V、1.75 V。

2.2 电路测试

触发电路测试时采用100 μF储能电容，由于WSN节点的功能不同，使得其功耗存在差异性，在不考虑DC-DC转换的条件下，本文通过在触发电路后分别连接0.1 kΩ、1 kΩ、10 kΩ和100 kΩ的电阻模拟不同负载功耗下管理电路的触发情况，如图4所示。从图4可以看出：当储能电容电压达到2.77 V左右时开始触发，Q4导通，电容开始放电；当电容电压下降到1.65 V左右时，Q4截止，电路断开，电容不再放电，具有典型的迟滞效应。如图4(a)所示，负载为0.1 kΩ时较为特殊，下行阈值电压为0.67 V，低于理论值。不考虑管理电路自身损耗，WSN节点工作时间ΔT可由式(4)计算：

(4)

式中：Vn为WSN节点的工作电压，V；In为WSN节点的平均电流，mA。

(a)0.1 kΩ负载的触发电压波形

(b)1 kΩ负载的触发电压波形

(c)100 kΩ负载的触发电压波形

(d)100 kΩ负载的触发电压波形图4 不同负载电阻的触发电压波形图

若WSN节点Vn和In分别为3.3 V和50 mA时，可保证WSN节点工作1.5 ms。若要增加WSN节点工作时间，可增加充电电容或上行阈值电压。

2.3 管理电路联调

如图5所示，调整了分压电阻，将储能电容增加到1 mF，与DC-DC电路连接在一起。输入端提供100 Hz的6 V交流电压模拟电磁振动装置发电，负载开路时测得输出电压波形如图6所示。可以看出，储能电容充电到2.95 V时，触发电路导通，压降到2.05 V时，触发电路断开。在触发期间，DC-DC转换电路开始工作，输出电压稳定在3.3 V，维持77 s，平均电流约13 μA，说明管理电路触发状态功耗为32 μW。在截止期间，管理电路电流仅有0.31 μA，考虑到电容充电过程电压变化，取电压平均值2.5 V，可计算得到静态平均功耗为775 nW，对于电磁式振动能收集器可以忽略。

图5 电路联调

图6 电路联调开路时的输出电压波形

假设WSN节点的工作电流为50 mA，对于3.3 V的稳压输出，可以用一个66 Ω的电阻代替节点，简化测试过程。图7(a)为输出电压波形图，图7(b)为触发时的局部放大图。可以看出，当电容充电到2.9 V左右时，电路触发导通，电容开始放电。约27 ms，电容电压下降到1.9 V左右时，电子开关断开，不再为负载供电，电磁式振动能收集器给储能电容充电，约1.8 s后又充到2.9 V，继续下一个充放电周期。可见每1.8 s就可以让WSN节点工作27 ms，足够一个低功耗的WSN节点发送一个数据包。

(a)输出电压波形

(b)触发时的局部放大图图7 输出电压波形图

3 结束语

为了避免振动能量收集器在给WSN供电时锁定在亚阈值状态，本文设计了一种极低功耗的迟滞触发开关，应用于收集器电源管理电路。分析了电路工作原理，通过Proteus完成了迟滞电压比较器和电子开关电路的特性仿真，制作了PCB样板进行了测试。结果表明，储能电容充电到3.0 V时，触发电路导通，管理电路功耗为32 μW，压降到2.05 V时，电路断开，迟滞触发效果明显。实验测得管理电路静态平均功耗775 nW，并且能稳定输出直流电为WSN节点供电。