一种高性能激光器驱动电流源的设计

王世喜，郝魁红

（中国民航大学 电子信息与自动化学院，天津 300300）

0 引 言

可调谐激光二极管吸收光谱（Tunable Diode Laser Absorption Spectroscopy，TDLAS）是一种高敏感性、高分辨率的痕量气体测量技术，适合用于高危工业现场测量。目前，激光器的交流压控电流源广泛工作于10 kHz 级，且价格昂贵，多采用集成的仪器作为驱动。由于电流源工作于电流模式，对于轻负载情形，电路可以工作在很高的频率；当处于重负载情形时，电路难以做到很高的频率。目前的研究鲜有考虑到PCB参数对电路工作的影响，大部分处于原理图分析，已有文献中的电路只有当实际的PCB 参数和原理图的参数十分相近时才有可能工作。文献[10]中的驱动电路在反馈回路中加入了放大器，这种做法将由于放大器带宽的问题导致电路带宽不能做到很宽，同时多余的有源元件会导致更多的相角滞后，从而易导致电路失去稳定性。文献[13]虽然移除了反馈回路中的放大器，但尚未采用校正网络对电路环路进行校正，这易使电路失去稳定性。

总之，目前鲜有针对激光器驱动电路进行建模分析方面的论文，这将使得在实际操作中没有足够理论可参考。针对上述情况，本文首先建立了常用激光器压控电流源的基本传递函数模型，在此基础上设计实验方案验证该模型的正确性；然后在该模型的基础上设计了无源补偿回路对电路进行补偿，进而设计了一种可以工作在较高频率的压控电流源。该高频电流源使得TDLAS 系统可以在短时间内获得更快的响应速度，同时建立的模型对于其他领域的高频电流源设计也有一定的参考意义。

1 基本原理

1.1 TDLAS 测量气体浓度的基本原理

基本的TDLAS 气体浓度测量系统如图1 所示。

图1 基本的TDLAS 气体浓度测量系统

图1 中微控制器负责控制信号发生器产生锯齿波和正弦波叠加信号的参数，电压信号通过/转换电路将电压信号转变成可以用于驱动激光二极管的电流信号，激光二极管输出的光子频率的大小受到电流大小调制，频率受到调制的光子穿过长光程气体吸收池。由文献[2]可知，气体的吸收作用将在接收端产生一个相对于发送端正弦波频率的2 倍频信号，该2 倍频信号的幅值与气体浓度成正比。接收端通过光电变换和锁相放大器对2 倍频信号进行模拟傅里叶变换后提取其幅值，进而获取浓度信息，再通过微控制器上传至上位机。因此，更高频率的电流源将会使得锁相放大器可以在更短的周期内做傅里叶变换，这意味着TDLAS 系统可以有更快的响应速度。

1.2 压控电流源模型

由第1.1 节可知，通过增加电流源的频率可以提升系统的响应速度，常用的压控电流源电路图如图2a）、图2b）所示（这里忽略了保护电路和去耦元件）。

图2 压控电流源电路图

对于图2b）采用直接功放输出的情形，由于功放自身集成了晶体管输出级，因此电路模型可使用图2a）的模型，它们的共同点都是采用直接通过放大器形成误差反馈的方式。这种放大电路有一定的缺陷，将放大器配置为电压放大器的类型时，直接比较形成误差的方式可以使放大器稳定工作，且多数情况下是稳定的，但是当放大器的输出端带有负载且此时电路工作于电流模式，随着频率增加，电路可能失去稳定性。

图2a）中，流经负载激光器的电流受到采样影响，与输入的电压信号形成误差信号进而控制功率晶体管驱动负载电阻，这种电路的好处在于电路功率可以做到很大，但是由于增加功率管控制相当于增加惯性环节，因此会减少电路的相角裕度，就导致电路失稳。图3 是图2a）和图2b）等效频域控制框图。

图3 压控电流源频域控制模型

图3 中：是激光器的等效电阻；和是放大器的开环频率响应特征参数；是其开环增益，一般为10左右；是晶体管的跨导增益，取决于供电电压和晶体管参数；是晶体管的栅极电容、对地电容、对电源电容共同决定的参数，该参数也是造成相位延迟增加的主要原因；是由电路板本身的电容引入的参数，该参数和PCB 的元件布局和布线有很大关系。由图3 可以得出电路环路增益为：

由于功率放大器自身也集成了功率晶体管输出级，因此也可以用式（1）来近似表示图2b）的基本频率响应模型。

1.3 压控电流源的奈奎斯特稳定性分析和相角补偿

式（1）给出了电流源的环路增益，由奈奎斯特稳定判据知，电路稳定的前提是环路增益的奈奎斯特曲线不得由下往上穿过复平面实轴（-1,0）点的左侧，当和τ较大时容易引起环路的较大相角滞后，使奈奎斯特曲线在相角到达π 之前穿越（-1,0）点左侧，导致电路不稳定，因此分布参数和功率管参数是引起不稳定的主要因素。另外，()是一个四阶系统，因此其奈奎斯特曲线至多穿越（-1,0）左侧一次，即如果电路发生震荡，那么该震荡极点只有一个。综上，可以将环路增益函数进一步等效为一个三阶系统，由于：

则电路的环路增益可进一步简化为：

此时可以将电路的不稳定极点视为由引起，因此也主要考虑对该极点进行环路补偿。式（2）描述了不稳定压控电流源的基本模型和产生机理，对于不稳定或者高频不稳定的电路，可以通过在反馈回路中加入超前网络进行相角补偿，用于抑制高频极点所引起的震荡。图4 采用一种无源电阻电容网络进行相角补偿，补偿网络表达式为：

图4 加入无源反馈后的电路图

式中：=(+);=。补偿网络相当于在回路中加入了测速反馈，图5 是其等效系统框图。

图5 加入无源反馈网络后的等效框图

1.4 PCB 设计要求

由于以上模型是基于理想情况，即电路的工作状态完全和原理图描述的状态一致时所得到的，而事实上PCB 布局会严重影响到电路的稳定性，由于电路工作于电流模式，因此感抗和电磁辐射干扰一旦引入电路中可能造成电路不稳定，所以在PCB 布局时应考虑电路的去耦和地弹效应，尽量将采样电阻的地和去耦电容的地靠近，减小由于地弹效应引起的噪声。同时在芯片和晶体管去耦方面，应该并联多个电容防止功率谐振和功率下降问题，抑制来自电源端的噪声，这里最重要的是对晶体管进行很好的去耦，否则电路无法工作。由于电路是电流输出形式，在晶体管输出端和电源地之间会形成电流环路，而该环路中电流流动大且频率高，会形成环路电磁辐射，且辐射会通过空气甚至真空耦合至放大器的输入引脚，导致输入噪声，因此可以考虑在电路的输入端加入一个高频RC 滤波极点滤除辐射噪声。最终的PCB 电路原理图如图6 所示。

图6 PCB 电路原理图

1.5 测 试

采用DFB 激光器进行电路测试，采用温度控制模块对DFB 激光器的TEC 温控回路进行温度稳恒控制，然后在电路的采样电阻端测量电路的输出波形，图7 是没有加入相角补偿回路的响应图像。由图7 可以看到，除响应正弦波电压信号输出之外，还在正弦波上叠加了一个高频波形，该波形是由电路晶体管输出级参数和PCB 分布参数共同决定的。图8 是加入环路补偿后的电路输出波形，可以看到此时电路不但工作于较高的频率，同时输出上不再有高频震荡。

图7 无补偿回路的电流输出情形（有震荡）

图8 有补偿回路的电流输出情形（无震荡）

2 结 论

当电路的频宽要求不高时，可以通过在输出端加入低通滤波器滤除这个高频信号，但此时会引入更大的相角延迟，可能导致新的寄生极点，从而导致系统难以稳定，因此这种方法不应该作为增加系统鲁棒性的方案。本文采用无源反馈的好处在于：一方面可以补偿高频极点使系统不至于震荡；另一方面，由于电路中不是采用低通滤波器滤除高频极点的方案，而是采用环路补偿的方法直接消去震荡极点，因此电路可以工作在很高的频率，这意味着TDLAS 系统接收端的二次谐波频率可以很高，也使得接收端在单位时间内可以做更多个周期的傅里叶变换，信号的复现时间较小，减小了系统的响应时间。