基于PIN开关的可重构双波段功率放大器设计

刘文进 王皓 南敬昌

（辽宁工程技术大学电子与信息工程学院，葫芦岛 125105）

引 言

随着5G通信的飞速发展，通信的频段和标准逐渐增多[1-3]，对信号质量和容量的要求也越来越高，各类通信系统需要不断更新换代，以适应多标准、多模式的无线通信[4]. 功率放大器作为通信系统中的重要组成部分，其性能的好坏直接影响整个通信系统的性能. 对功率放大器的不同工作状态进行分析并研究可重构的电路结构成为必然的发展趋势. 可重构多波段功放在引入可重构器件后，使功放的匹配网络具有拓展性、灵活性，能够实现工作频段的快速切换，在5G通信以及未来的通信系统中拥有广阔的应用前景[5]. 近年来，国内外研究学者致力于使用更简单的结构实现可重构多波段功率放大器的设计，推动了可重构多波段功率放大器的发展. 文献[6]使用π型多频匹配结构，同时匹配电路采用分布参数微带线，可以将功放管在任意三个频点处的不同输入或输出阻抗值匹配到50 Ω，但并联枝节较多，效率偏低. 文献[7]基于集总参数元件设计的双频匹配网络结构简单，但在射频频率较高的情况下，不能承受大功率，同时元件的低Q值会降低功放的整体性能. 文献[8]中，使用PIN开关控制匹配电路中的电容，设计了一款工作在1.75 GHz、2.1 GHz和2.6 GHz的可重构功放，虽然该功放的增益较高，但匹配电路是由接入固定值电容实现的，实现较为困难.

为解决上述功放电路性能较低、不易实现等问题，本文对传统可重构功放结构进行创新，设计了一款新型可重构双波段功率放大器. 通过控制PIN开关的通断，实现两个输出匹配电路的转换，每个输出匹配电路分别匹配一个双波段，从而实现四个工作频点的良好匹配. 制作实物并进行测试，各项测试结果良好，验证了该方法的可行性.

1 可重构功放设计思路

设计可重构功放时，需要考虑可重构器件与匹配电路的相互影响. PIN开关作为可重构器件，具有结构简单、隔离度高、损耗低的特点，可有效降低开关对匹配电路的影响. 输出匹配网络采用PIN开关进行控制，利用90°微带线的特性保证四个频点独立正常的工作. 输入匹配网络采用基于滤波器理论设计的宽带匹配网络，能够保证四个频点的工作性能，提高了整个功放的效率，并且在输入端接入RC稳定网络，以保持整个电路绝对稳定. 在偏置电路中使用扇形微带线，拓展了高输入阻抗偏置电路的带宽. 可重构双波段功放的整体结构如图1所示.

图1 可重构双波段功放的整体结构Fig. 1 The overall structure of the reconfigurable dual-band power amplifier

2 可重构双波段功放设计

2.1 可重构器件设计

可重构器件包括可调器件与开关，可调器件包括变容二极管、可调电容等，常用于射频电路的开关包括MEMS开关、MOS开关、PIN开关等. PIN开关在直流正-反偏压下呈现近似导通或断开的特性，通过改变功放匹配网络结构，使功放匹配在不同工作频点，多应用于大功率开关和高精度灵敏仪器设备上，并且PIN开关与其他开关相比具有成本低、电路结构简单、带宽大等特点，因此被广泛应用于可重构电路的设计中.

2.1.1 PIN开关设计

利用PIN二极管的单向导通特性可以实现开关的功能. PIN二极管的阻抗值受两端电压的控制，在导通时近似于一个电感，断开时近似一个电容. 在开关电路阻抗为0时，可以近似看作开关闭合；阻抗为无穷大时，近似看作开关断开. 本次设计选择型号为SMP1345-079LF的二极管，设计的可重构开关的导通电流为10 mA，截止电压为0 V. 在工作频段内，该二极管的插损保持在0.4 dB以下. 图2为PIN开关的结构原理图，采用特性阻抗较大的微带线TL1替换传统结构中的电阻，控制导通电流，起到限流的作用，电容C2起到隔直的作用[9]. 相比传统结构，采用分布式结构能够减小器件之间的影响，更适用于可重构功率放大器[10].

图2 PIN开关结构原理图Fig. 2 Schematic diagram of PIN switch structure

2.1.2 PIN开关仿真

使用ADS仿真软件进行仿真，PIN开关在模式1(断开：1.6 GHz&2.1 GHz)和模式2(闭合：1.8 GHz&2.3 GHz)下回波损耗S11和插入损耗S21的仿真结果如图3所示. 在开关闭合时，隔离度非常小，接近于0 dB；当开关断开时，两种模式均有超过20 dB的隔离度，表明开关在两种模式下都能很好地实现控制功能.

图3 PIN开关S参数仿真结果Fig. 3 Simulation results of S parameter for PIN switch

2.2 可重构双波段匹配网络设计

本文设计的可重构双波段匹配网络，主要由双Π型和T型混合结构的匹配电路组成，将设计的PIN开关加入到双波段匹配网络中，实现的可重构双波段匹配网络如图4所示. 此匹配网络能够匹配两个双波段，即可实现四个不同频率f1、f2、f3、f4的良好匹配.

图4 可重构双波段匹配网络结构示意图Fig. 4 Schematic diagram of the reconfigurable dual-band matching network

当开关S1和S2都断开时，为便于理解，将匹配网络简化为图5所示的电路结构，该网络能够实现频率为1.6 GHz和2.1 GHz的阻抗变换.

图5 开关S1和S2都断开时匹配电路结构Fig. 5 Switches S1 and S2 are disconnected to match the circuit structure

将1/4波长传输线的ABCD矩阵与Π型匹配网络的ABCD矩阵进行对比，并将已知的1/4波长传输线的电长度θT=90°与特性阻抗ZT代入，可得到ZT、Za、θa、Bb之间的关系：

由于双频匹配电路需要实现两个频段的阻抗变换，因此需要同时满足式(3)和(4). 其中n是两个频率的比值(f2/f1)，两式联立可解出Za和θa.

由于同一电路需要同时满足两个频率f1、f2的阻抗变换，即：

所以，两式联立即可求出Zb和θb. 用Zb和θb替换式(1)中的Za和θa，即可求出频率f1和f2时所需的电导为

至此，第一个波段的电参数Za、θa、Zb、θb都已经求出. 当开关闭合时，可实现第二个波段的良好匹配，电路结构如图6所示.

由于同一电路需要实现频率f3和f4的阻抗匹配，图6中的未知参数Zc、θc可由式(8)、(9)联立得出：

图6 开关S1和S2都闭合时匹配电路结构Fig. 6 Switches S1 and S2 are connected to match the circuit structure

电导jB1、jB2、jB3满足

使用双电导加载线替代可重构双波段匹配电路中的开路加载线，即可得到可重构双波段匹配网络的完整电路，如图7所示. 通过两个PIN开关的断开和闭合实现两个双波段的切换. 表1给出了图7电路的两种工作状态.

图7 可重构双波段匹配网络电路Fig. 7 Circuit diagram of reconfigurable dual-band matching network

表1 可重构匹配电路的工作状态Tab. 1 Working state of reconfigurable matching circuit

2.3 基于带通滤波器理论的输入匹配网络设计

1948年，R M Fano提出一套基于集总元件实现的宽带匹配网络设计方法[11]. 2009年，Dale E Dawson给出了相应网络g值的闭式解[12]. 本文据此设计出匹配网络的低通模型，并将低通模型转变为工作在1.5～2.5 GHz的带通模型，如图8所示.

图8 1.5～2.5 GHz带通网络模型Fig. 8 Model diagram of 1.5−2.5 GHz bandpass network

随着频率的升高，集总参数元件的寄生参数会使元件特性发生很大的变化，为了进一步降低寄生参数对元件特性的影响，通过1/4波长的短路微带线等效LC谐振电路和串联微带线等效电感串接电容并联的Π型网络，依据文献[13]转换图8的电路后，得到的分布参数模型如图9所示.

图9 1.5～2.5 GHz带通网络分布参数模型Fig. 9 1.5−2.5 GHz bandpass network distribution parameter model diagram

3 功放实例仿真

3.1 工作条件与参数

对电路进行验证时，晶体管选择Cree公司的CGH40010F，并将可重构功率放大器的静态工作点设置为：VDS=28 V，VGS=−2.8 V. 功放处于AB类工作状态，具有高效率和高线性度. 将开关的偏置电压设置为5 V，输入信号功率设置为28 dBm.

3.2 输出匹配网络仿真

经过反复迭代牵引，可以确定两个双波段四个中心频率分别对应的最大输出功率和效率. 通过权衡这些最优值，得到四个频率点的最佳阻抗[14].设计的可重构双波段匹配网络的S参数仿真结果如图10所示，在1.6 GHz&2.1 GHz波段两个频率点的回波损耗S11均小于−25 dB，在1.8 GHz&2.3 GHz波段两个频率点的回波损耗S11均小于−14 dB，同时两个双波段的插入损耗S21均大于−1 dB. 表明设计的可重构双波段阻抗变换网络具有良好的频率特性，在开关断开和闭合时，均能高效率输出.

图10 可重构双波段匹配网络的S参数仿真结果Fig. 10 Simulation results of S parameter for reconfigurable dual-band matching network

3.3 输入匹配网络仿真

经过反复迭代，确定了CGH40010F功放管在四个频率点的最佳输入阻抗，通过比较功放的输出功率、功率附加效率(power added efficiency, PAE)等参数，最终选择输入阻抗为(7.4+1.1j)Ω作为功放的最佳输入阻抗点. 依照2.3小节的设计方法，进行了宽带输入匹配网络的仿真，得到的结果如图11所示，电路工作在1.5～2.5 GHz时回波损耗S11均小于−10 dB，电路的插入损耗S21均大于−1 dB，这表明，在1.5～2.5 GHz的频段范围内，电路匹配良好，具有较好的频率特性.

图11 宽带输入匹配网络的S参数仿真结果Fig. 11 Simulation results of S parameter for the inputmatching network

3.4 功放整体性能仿真

图12给出了基于PIN开关的可重构双波段射频功率放大器的整体电路图. 对整体电路进行优化后，功放的整体性能仿真结果如图13所示.

图12 可重构双波段射频功率放大器的整体电路图Fig. 12 The overall circuit diagram of a reconfigurable dual-band RF power amplifier

图13 不同频率下功放小信号增益和PAE随输出功率的变化Fig. 13 Amplifiers with small signal gain and PAE vs. output power at different frequencies

图13给出了不同频率下小信号增益和PAE随输出功率的变化曲线. 当功放工作在1.6 GHz时仿真结果显示其输出功率为40.56 dBm，PAE为50.28%，小信号增益为11.55 dB；在2.1 GHz时，输出功率为41.36 dBm，PAE为50.17%，小信号增益为10.36 dB；在1.8 GHz时，输出功率为38.9 dBm，PAE为54.73%，小信号增益为10.10 dB；在2.3 GHz时，输出功率为41.14 dBm，PAE为51.48%，小信号增益为15.14 dB.以上表明可重构功放在四个工作频段均具有良好的性能，符合设计要求.

4 功放实物与测试结果

4.1 功放实物

当设计好的功放在仿真结果满足设计指标后，需要对功放进行版图设计和实物测试. 在加工的电路板上焊接好分立元件、电源线以及输入输出端口，并将电路板与散热器固定好，最终的功放实物如图14所示.

图14 功放实物Fig. 14 Photograph of the fabricated PA

4.2 小信号测试结果

图15(a)、(b)、(c)、(d)分别为功放在1.6 GHz、2.1 GHz、1.8 GHz、2.3 GHz的S参数测试结果. 可以看出：功放工作在1.6 GHz时，S11小于−17 dB，S21为9.7 dB；在2.1 GHz时S11小于−24 dB，S21为8.9 dB；在1.8 GHz时，S11小于−14 dB，S21为7.5 dB；在2.3 GHz时S11小于−16 dB，S21为13.6 dB. 测试结果表明，在四个频段功放S11均小于−10 dB，S21也满足设计指标要求.

图15 不同频率下功放S参数测试结果Fig. 15 S parameter test results of power amplifier at different frequencies

4.3 大信号测试结果

图16(a)和(b)分别为1.6 GHz&2.1 GHz和1.8 GHz&2.3 GHz下大信号增益和PAE随输出功率Pout的变化趋势. 可以看出：功放工作在1.6 GHz时，功放的PAE为46.2%，输出功率可达到40.56 dBm，增益为9.58 dB；工作在2.1 GHz时，功放的PAE为46.8%，最大输出功率为41.36 dBm，增益为8.70 dB；工作在1.8 GHz时，功放的PAE为48.9%，输出功率能达到39.09 dBm，增益为7.50 dB；工作在2.1 GHz时，功放的PAE为51.47%，最大输出功率为41.14 dBm，增益为13.32 dB.

从图15和图16可知，功放的小信号和大信号测试性能较仿真结果有一定程度的偏差，这主要是由微带线的损耗、分立元件的误差、加工的误差以及焊接等原因造成的.

图16 不同频率下功放大信号增益和PAE随输出功率的变化Fig. 16 Amplifiers with large signal gain and PAE vs. output power at different frequencies

将本文的可重构功放与文献[15-17]中的功放从可重构频点数、工作频点、增益、输出功率和PAE五个方面进行对比分析，结果见表2. 由表2可知：本文设计的可重构功放在保证PAE和增益的情况下，增加了可重构频点数；文献[15]设计的可重构功放增益超过14 dB，但效率只有38%；文献[17]设计的可重构功放效率虽有52.2%，但可重构频点数较少.

表2 本文设计与文献中可重构功放的性能对比Tab. 2 Performance comparison of reconfigurable power amplifier in this article and literature

5 结 论

本文对可重构双波段匹配网络进行理论分析，提出了一种新型的输出匹配网络结构，其具有设计难度低、结构紧凑的优点. 为验证方法的有效性，设计并加工制作了一款基于PIN开关的可重构双波段功放，测试结果表明，功放可在四个频率点之间快速切换，并具备良好的效率性能、较高的输出功率和增益.

随着5G通信的快速发展，具有多频段工作特性的收发信机将得到快速发展，作为收发信机的关键组件之一，可重构多波段功放将更好地满足无线通信多模多带和高效率的需求.