一种新型和差旁瓣抑制阵列天线

梁宇宏 邓宓原 张云 温剑

（中国西南电子技术研究所，成都 610036）

引 言

二次雷达是一种通过发射信号并接收应答信号以获得目标信息的电子设备，其系统中存在旁瓣干扰的问题. 为消除旁瓣干扰，二次雷达系统机械扫描的阵列天线通常设计为和差双通道阵列天线或和、差、旁瓣抑制三通道阵列天线.

和、差、旁瓣抑制三通道阵列天线采用旁瓣抑制波束对和波束进行旁瓣抑制，通常有两种实现方案[1].第一种方案可以通过不同馈电网络对同一天线阵列馈电分别形成和波束与旁瓣抑制波束，但旁瓣抑制波束在波束轴两侧±90°方向上很难覆盖这个角度范围附近的和波束旁瓣. 第二种方案使用独立全向天线形成旁瓣抑制波束：如果全向天线安装在阵列天线的顶部，则和波束与旁瓣抑制波束的相位中心可能是分离的；如果全向天线与阵列天线并排安装，又有可能相互形成遮挡. 相较于和差双通道阵列天线方案，和、差、旁瓣抑制三通道阵列天线方案需要在形成和、差波束的基础上，再形成一个旁瓣抑制波束. 该方案设备复杂度增加，且需要三通道的旋转关节或者天线内部增加射频开关，同时还需要三个接收机进行处理，在实际应用中还存在电气性能实现困难的问题.

和差双通道阵列天线采用差波束对和波束进行旁瓣抑制. 差波束电平比和波束旁瓣电平高则为覆盖，差波束电平与和波束旁瓣电平之差为旁瓣抑制裕度，和波束旁瓣电平高于差波束电平之点称为穿刺点. 穿刺点的存在触发应答机的误应答，造成应答机占据，影响系统的识别性能和抗干扰能力. 文献[2]报道了一种采用差通道对和通道进行旁瓣抑制的二次雷达天线，该天线能在俯仰−1°～+30°、方位−60°～+60°(即120°)范围内，实现差通道对和通道信号旁瓣的覆盖，但并未在方位360°范围内实现差通道对和通道信号旁瓣的全覆盖. 文献[3]介绍了一种和差旁瓣抑制的毫米波微带天线，该天线覆盖率达到98.47%，但文献中仅给出了±90°范围的方向图测试值. 文献[4]采用遗传算法对和差双通道阵列天线的口径分布进行了优化设计，得到了比切比雪夫和三角分布更好的旁瓣抑制裕度，差波束在180°前半空间内覆盖和波束旁瓣，但仍然无法实现360°范围内对和波束旁瓣的全覆盖. 文献[5]介绍了一种相对工作带宽为15.6%的低副瓣单脉冲阵列天线，但该天线在180°前半空间内存在穿刺点. 文献[6]报道了一种应用于二次雷达的旁瓣抑制天线，在和差双通道阵列天线的上方各增加一个这样的旁瓣抑制阵列天线，二者共同形成一个新的波束. 该波束具备差波束的特性，同时能够在较宽的方位面范围内覆盖和波束旁瓣；但该方案设计复杂、天线纵向尺寸大，并且也未能在360°范围内实现旁瓣抑制. 国外现役装备的询问天线差波束对和波束旁瓣覆盖率要求未提100%，典型的设计值为大于95%、98%等[7-8]，如毫米波单脉冲询问天线，国际先进水平为99.71%，我国为95%左右[8]. 从目前国内外公开的资料看，现有和差双通道阵列天线均未实现差波束对和波束旁瓣的全覆盖.

针对当前和差阵列天线旁瓣抑制能力的不足，本文设计了一种和差双通道旁瓣抑制阵列天线. 通过在和差阵列天线的前向阵列的后侧增加后向单元，使其与前向阵列进行合成，形成一个新的差波 束，实现了其对和波束旁瓣的全覆盖. 该天线的设计方案从机理上屏除了对和波束性能的影响，同时该天线还具有良好的差波束特性. 最后结合仿真及实际测试结果验证了文中方法的有效性.

1 和差双通道阵列天线分析与设计

为满足二次雷达系统的需求，包括作用距离、分辨力等指标要求，二次雷达系统机械扫描的阵列天线应有足够高的和波束增益，同时其差波束的零深应足够大. 图1为传统的8单元和差双通道阵列天线的原理框图. 该阵列天线由前向阵列(由8个天线单元组成)、功分器1、功分器2、和差器、射频电缆等组成. 为实现天线和波束低旁瓣方向图，采用泰勒−28 dB幅度加权，1～8端口幅度加权(单位W)为：0.106 4∶0.304 6∶0.686 4∶1∶1∶0.686 4∶0.304 6∶0.106 4.天线单元采用印刷振子天线，8个天线单元等间距排布，间距为210 mm.

图1 传统和差双通道阵列天线原理框图Fig. 1 The principle block of traditional sumdifference array antenna

对于N个排布在Y轴上的天线单元组成的线阵天线阵，其远场方向图为[7]

式中：fi(θ,φ) 为 单元天线方向图；Ii为第i个单元的激励电流幅值；k=2π/λ为 波数，λ 为工作波长；yi为第i个单元的坐标位置； φi为第i个单元的激励电流相位值.

采用具备宽带特性的缝隙耦合馈电振子天线作为天线单元. 天线单元的介质厚度为2 mm，介电常数为2.5. 天线单元结构如图2所示，其尺寸取值如表1所示.

表1 天线单元尺寸Tab. 1 Dimensions of the array element mm

图2 天线单元结构Fig. 2 Geometry of the array element

采用HFSS软件对该8单元天线阵列进行仿真，其仿真模型如图3所示.

图3 天线阵列的仿真模型Fig. 3 The simulation model of the array antenna

天线工作在L频段，选取工作频带内低频fL、中心频率f0、高频fH进行仿真计算，天线的方位面和差方向图如图4所示.

图4 方位面和差仿真方向图Fig. 4 Simulation pattern of the sum-difference beam

从图4可见，在方位面的绝大部分区域，差波束电平均比和波束旁瓣电平高，但部分区域仍然存在穿刺的现象，即差波束电平小于和波束旁瓣电平. 穿刺点的存在会触发应答机的误应答，不满足二次雷达系统的要求.

穿刺点主要集中在天线的后瓣区域和侧方向区域(即偏离法向90°的区域). 由此，一种思路是进一步降低阵列天线和波束的后瓣电平和侧方向旁瓣电平. 但是由于和、差波束均是采用同样的阵列天线实现，差波束的后瓣电平与和波束后瓣电平同等变化，因而无法实现差波束对和波束旁瓣的全覆盖. 另一种思路是增加宽波束后向单元，即后向单元与差波束通道进行合成，共同形成差波束，以此提高差波束在后瓣区域和侧方向区域的电平，同时又不影响和波束的各方面辐射特性.

在工作频带范围内，由8个单元构成的前向天线阵列和波束3 dB波束宽度约为9.3°～11.4°. 当形成差波束时，0°附近区域(在和波束主瓣附近区域)和−180°附近区域(在和波束后瓣附近区域)的远场相位方向图如图5所示.

图5 不同区域差波束远场相位方向图Fig. 5 Phase radiation pattern of the difference beam in different regions

由于和差器使前向天线阵列的左右两部分存在180°相差，从图5仿真结果可见，对于各个频点，前向天线阵列形成差波束时，分别关于0°和−180°对称的角度处的远场相位差在180°左右. 若后向单元为1个，则该后向单元在0°和−180°角度附近区域为连续相位变化，关于0°和−180°对称的角度处的远场相位差不会在180°左右，也不会出现类似于差波束的幅度方向图. 此时，后向单元与差波束通道合成后，无法在全工作频带内实现差波束对和波束旁瓣的全覆盖，并且还会抬高前向阵列差波束的零深电平. 因此，后向单元设计为2个，且幅度和相位均可进行调节设计. 本文的和差双通道阵列天线原理框图如图6所示.

图6 本文的和差双通道阵列天线原理框图Fig. 6 The principle block of the sum-difference array antenna in this paper

2个后向单元放置在前向阵列中心的后向，均采用与前向阵列相同的振子天线. 2个后向单元间距设置为140 mm. 天线阵列仿真模型如图7所示.

图7 带后向单元的天线阵列仿真模型Fig. 7 The simulation model of the array antenna with back element antenna

2 幅相加权设计

为了在工作频带内实现差波束对和波束旁瓣的全覆盖，需要对如图7所示的天线阵列的各个单元的幅度和相位进行优化设计. 如第1节所述，前向阵列的1～8号天线单元仍然采用与传统阵列相同的幅度与相位加权分布. 对于1～8天线端口，幅度同样采用泰勒−28 dB幅度加权；当形成和波束时，相位加权为(单位rad，下同)0∶0∶0∶0∶0∶0∶0∶0；当形成差波束时，相位加权为0∶0∶0∶0∶−π∶−π∶−π∶−π. 下面只需对2个后向单元的幅度和相位进行设计即可. 令第9号单元的幅度变量和相位变量分别为：A1和P1；第10号单元的幅度变量和相位变量分别为：A2和P2.其中，Ai∈(0,1]，Pi∈(−2π,0],i=1,2.

这是一个多目标求解、多变量优化设计的问题，采用传统的天线阵综合方法很难得出较好的结果.全局优化算法，如遗传算法、粒子群算法以及凸优化算法[8-9]被越来越多地应用到天线阵综合中，并取得了良好的应用效果. 对于特定问题，凸优化算法具有运算量小、收敛速度快的优点. 针对本文求解问题，未知量相对较少，采用遗传算法进行优化计算. 遗传算法具有很好的全局优化特性，在解决大空间、非线性、全局寻优等复杂问题时具有独特的优越性[10-14].本文采用一种改进的遗传算法[15-17]结合HFSS软件来对本问题进行求解，其基本流程图如图8所示.

图8 遗传算法计算流程Fig. 8 Flowchart of the genetic algorithm

遗传算法在优化计算过程中基本不利用外部信息，仅以适应度函数为依据，利用种群中每个个体的适应度函数值来进行搜索寻优. 因此适应度函数关系到整个遗传算法的性能[18]，直接影响到遗传算法的收敛速度以及能否找到近似最优解. 本文优化目标是使差波束对和波束旁瓣全覆盖，为了使算法朝向目标方向进行优化，采用分段函数来设计适应度函数.

阵列天线方向图在方位面的角度表示为θ∈[−180°,180°]，步进角度为1°. 以分贝表示的和通道方位面方向图为 Sum_dB(θ)；以分贝表示的差通道方位面方向图为 Dif_dB(θ). 为了求解fL～fH工作频带内的天线电气性能，令需求解的工作频点为从fL至fH，步进频率为Δf=0.01 GHz，求解频点数为. 由此需求解的工作频点fi可以表示为：fi=fL+Δf×(i−1),i=1,2,···,N. 由于天线实物加工误差及通道不一致性等因素的影响，差波束与和波束旁瓣的差值必须留有足够的余量，才能保证天线实物的差波束对和波束旁瓣的覆盖. 令差波束与和波束旁瓣的差值门限为V=4dB. 对于工作频点fi，令和波束旁瓣角度区域为Si， 若Dif_dB(θ)−Sum_dB(θ)

本文的遗传算法目标函数 f itness 的设置方法为：其中，B1、B2、w为目标函数调节权重，根据计算情况调节各部分的权重，以得到更好的结果. 目标函数 fitness值越大，越能产生理想的结果. 经过多次优化后，在这里令B1=200、B2=500、w=0.5.

初始群体规模为150，进化代数为500，优化到第428代得到了较好的结果. 当阵列天线形成差波束时，10个单元的幅相加权如表2所示.

表2 计算得到的单元幅相分布Tab. 2 Caculated amplitude and phase distribution of elements

3 仿真与测试

对后向单元特性进行分析时，仅对后向单元进行加权. 此时，采用如表2所示的幅相加权值，同时1～8号单元的幅度值为0. 后向单元在工作频带为低频fL、中心频率f0、高频fH的远场幅度方向图和在0°附近区域的远场相位方向图分别如图9和10所示.

图9 远场幅度方向图Fig. 9 Far-field amplitude radiation pattern

从图9和图10可见，后向单元在方位面0°区域形成了类似于差波束的特性. 采用如表2所示的幅相加权值，使前向阵列和后向天线单元共同形成合成差波束. 该合成差波束与仅采用前向阵列形成的差波束相比，在方位向法向±30°范围内基本一致，在方位面其他角度范围内电平有明显提升. 合成差波束与前向阵列形成的初始差波束在频带内的最大增益差为0.59 dB，零深均小于−40 dB. 二者的方向图对比如图11所示.

图10 远场相位方向图(方位面0°附近区域)Fig. 10 Far-field phase radiation pattern(azimuthal range around 0°)

图11 典型频点方位面差波束对比Fig. 11 The comparison of the difference beam pattern at typical frequencies

采用该合成差波束与和波束进行覆盖分析验证.全频带(步进0.01 GHz)及典型的工作频点的和差方向图仿真结果如图12所示.

图12 全频带和典型频点方位面和差仿真方向图Fig. 12 Simulation pattern of the sum-difference beam at all bands and typical frequencies

从图12仿真结果可见，在工作频带范围内，差波束实现了对和波束旁瓣的全覆盖，并且差波束电平比和波束旁瓣电平高至少5 dB.

采用上文所述的理论分析和设计，研制了和差旁瓣抑制阵列天线，实物如图13所示.

图13 和差旁瓣抑制阵列天线照片Fig. 13 Photo of the sum-difference side lobe suppression array antenna

在微波暗室，采用矢量网络分析仪Agilent 5242A对和差旁瓣抑制阵列天线进行了测试. 该天线在工作频带为低频fL、中心频率f0、高频fH的方位面和差测试归一化方向图如图14所示.

图14 典型工作频点方位面和差实测方向图Fig. 14 Test pattern of the sum-difference beam at typical frequencies

该阵列天线为无源阵列，功分器、和差器和射频电缆的插损约为2.0 dB. 经实测并对测试结果进行统计，阵列天线在工作频带内方位角360°范围内，能够实现差波束对和波束旁瓣的全覆盖，并且方位面的差波束电平比和波束旁瓣电平高至少3 dB. 在工作频带内，该阵列天线的和波束增益为13.8～14.6 dBi，波束宽度约为10.1°～11.4°. 由于该天线与传统的和差阵列天线具有相同的和波束设计，因此不影响和波束特性. 差波束零深为−32～−30 dB，具有较深的零深. 同时，和增益与差增益之差为4.6～4.8 dB，满足系统对和差增益差值的要求.

4 结 论

本文设计了一种应用于二次雷达的和差旁瓣抑制阵列天线. 在传统的8单元和差阵列天线的前向阵列的后侧增加了2个后向单元，使其与前向阵列进行合成，从而在不影响和波束特性的前提下，提高差波束对和波束旁瓣的覆盖特性. 采用改进的遗传算法结合电磁仿真计算软件，对该和差旁瓣抑制天线进行了优化设计，计算得到了天线阵列单元的幅度与相位加权值. 通过仿真得到了较好的效果，并研制了相应的和差旁瓣抑制阵列天线. 实测结果表明，和差旁瓣抑制阵列天线在相对带宽为13.2%的工作带宽内，方位角360°范围内能够实现差波束对和波束旁瓣的全覆盖. 该阵列天线具备与传统的和差阵列天线相同的和波束特性，同时差波束有较深的零深，和增益与差增益之差也满足系统的要求. 该和差旁瓣抑制阵列天线适用于如航空交通管制、敌我识别的二次雷达系统领域，具有较强的应用前景.