PWM与移相结合控制DAB变换器回流功率优化

汪强林,张 春*,童泽军,高鹏程,吴 爽

(1.高端装备先进感知与智能控制教育部重点实验室，安徽芜湖 241000；2.安徽工程大学电气工程学院，安徽芜湖 241000)

0 引言

随着社会进步，开发新能源逐渐成为各国的首要战略目标[1].双主动全桥(dual active bridge，DAB)DC/DC变换器(以下简称DAB变换器)具有结构对称、能量双向流动、电气隔离、功率密度高以及易于实现软开关等特点[2-3]，已在直流配电网、电动汽车、光储微电网发电系统等领域得到广泛的应用[4-7].若DAB变换器采用传统单移相控制策略，则在一个开关周期内存在输入功率为负值现象，即存在回流功率的现象.而回流功率的存在会使得DAB变换器开关损耗增加，最终导致DAB变换器传输效率下降.因此，从减小回流功率的角度出发对DAB变换器的控制策略进行研究具有重要的价值和意义.

近年来，一些学者围绕DAB变换器的回流功率问题进行了研究，文献[8]为了解决传统单移相控制下DAB变换器回流功率大、电流应力大等问题，提出了一种优化的双移相控制方法.该方法根据发射功率和变压比的变化范围，推导出不同的返回功率工作范围，从而达到全模式下返回功率最优运行的目的，找出局部返回功率的最优解和相应的移相角组合.文献[9]针对传统移相控制下的三电平双有源桥DC/DC变换器会产生较大的回流功率和电流应力，尤其是当电压变比在较大范围内变化时，会导致较高的功率损耗和较低的系统效率，提出了一种优化的移相控制策略来控制三电平双有源桥DC/DC变换器在最小回流功率点运行.采用所提出的优化的移相控制策略，三电平双有源桥DC/DC变换器的回流功率被最小化，并且在较宽的电压转换比范围内降低了电流应力，提高了效率.文献[10]以双重移相控制的DAB变换器作为优化的研究目标，分别以电流应力最小化和回流功率最小化作为优化目标进行优化对比，得出电流应力最小化相比回流功率最小化能获得更高的效率.文献[11]针对DAB变换器在采用传统的单重移相控制时存在较大的回流功率的问题，提出了一种全工况条件下自然分段优化的双重移相控制策略，可以有效地降低变换器在轻度负载条件下和中度负载条件下的回流功率，降低变换器的系统损耗，从而提高变换器的传输效率.文献[12]针对双主动全桥DC/DC变换器输入/输出侧存在的功率回流导致线路不必要的损耗问题，提出了一种基于三重移相控制的功率回流优化方法，通过构建双侧功率回流数学模型，求解回流最小值的方式，提出最优移相控制方法，从而有效地减小DAB变换器功率回流，提高功率传输性能.文献[13]为减小DAB变换器中的回流功率，对传输功率的大小进行分段优化，得出各范围内的最优移相角，从而提出一种减小回流功率的改进双移相的控制策略.

但目前针对回流功率的控制方法还存在分段次数过多、存在移相角误差等情况，尚不能使回流功率在一定的传输功率范围内为零.本文以DAB变换器为研究对象，提出一种占空比可变的PWM与移相结合控制策略，该控制策略的优点在于通过改变DAB变换器一次侧功率开关管的占空比和一、二次侧输出电压之间的移相角就能控制系统的输出功率，简化了控制方法，从而降低一个周期内产生回流功率时间，电感电流波形相对缓冲，系统的工作效率得到提高.

1 DAB变换器结构

DAB变换器的拓扑结构为对称结构，主要由原副边两个H桥电路和高频变压器链接组成，如图1所示.图中n为隔离变压器变比；V1、V2分别为原边电压及副边电压；Uab、Ucd分别为DAB变换器原副边两端H桥的输出电压；C1、C2为原边一次侧缓冲电容和副边二次侧缓冲电容，在电源或负载突然变化时，起到稳压和续流的作用；L、iL分别为辅助电感和流过电感的电流.

图1 双主动全桥DC/DC变换器

原边侧全桥由四个IGBT开关管S1～S4组成，副边侧由四个IGBT开关管Q1～Q4组成.定义开关管状态的变量为0、1，当IGBT开关管导通时，IGBT开关管的状态变量为1；当IGBT开关管关断时，IGBT开关管的状态变量为0.IGBT开关管的开关状态发生改变时，电感两侧的电压值也相应地发生改变.

2 PWM与移相结合控制工作原理

2.1 PWM与移相结合控制策略

本文采用PWM与移相结合控制策略，在传统单移相控制的基础上，PWM控制DAB变换器一次侧开关管的驱动信号，对DAB变换器的超前H桥(滞后H桥)在桥臂之间增加移相角α，此时，H桥中的对角开关不再同时开或关，同一桥臂的开关管仍是互补导通，但不同桥臂的开关之间有一个移相角α时间的延迟，另一个H桥是全占空比开关.传统单移相控制的移相角为β，此时PWM与移相结合控制方式有两个可调控制变量α、β，α、β分别对应占空比D1、D2，D1和D2在[-1，1]范围内变化.增加的调节变量α可以调节相应桥臂输出电压的Uab、UCd的占空比，从而实现相应功率输出大小的控制.输出功率的大小和流向，由变量α以及变量β来同时控制，此时，DAB变换器的动态调节能力得到提高.PWM与移相结合控制具体可分为功率正向传输(超前桥PWM)和反向传输(滞后桥PWM)，其中正向传输输出电压Uab可以为U1(高电压)、-U1(低电压)和零电压，Ucd可以为U2(高电压)、-U2(低电压)；反向传输输出电压Uab可以为U1(高电压)、-U1(低电压)，Ucd可以为U2(高电压)、-U2(低电压)和零电压.由于DAB变换器的拓扑结构自身具有高度对称性，正向传输与反向传输的工作特性具有一致性，假设在PWM与移相结合控制策略下的DAB变换器已工作在理想稳定状态下，本文以正向传输为例进行分析，其工作原理如图2所示.

图2 PWM与移相结合控制的工作原理(正向传输)

2.2 变换器的工作模式

根据图2所示的PWM与移相结合控制的工作原理图，功率在正向传输时，DAB变换器工作模式共分为6个阶段，即在该控制策略下，DAB变换器有6种工作模式，各工作模式下电流的大小为：

2.2.1 模式1(t0-t1阶段) 在t0时刻之前，开关管S2和S3导通，此时DAB变换器原边侧的电流为负.t0时刻开始，开关管S1和S3导通，开关管S2和S4关断.由于此时的电流为负，DAB变换器原边侧电压Uab为零，副边侧的电压Ucd为-U2.此时，电感L上的电流为：

(1)

2.2.2 模式2(t1-t2阶段) 在t1-t2阶段，电感电流由负变为正，此时DAB变换器原边侧电压Uab为U1，副边侧的电压Ucd为-U2.此时，电感L上的电流为：

(2)

2.2.3 模式3(t2-t3阶段) 在t2-t3阶段，电感电流为正，此时DAB变换器原边侧电压Uab为U1，副边侧的电压Ucd为U2.此时，电感L上的电流为：

(3)

2.2.4 模式4(t3-t4阶段) 在t3-t4阶段，电感电流为正，此时DAB变换器原边侧电压Uab为零，副边侧的电压Ucd为U2.此时，电感L上的电流为：

(4)

2.2.5 模式5(t4-t5阶段) 在t4-t5阶段，电感电流为正变为负，此时DAB变换器原边侧电压Uab为零，副边侧的电压Ucd为U2.此时，电感L上的电流为：

(5)

2.2.6 模式6(t5-t6阶段) 在t5-t6阶段，电感电流为正，此时DAB变换器原边侧电压Uab为-U1，副边侧的电压Ucd为U2.此时，电感L上的电流为：

(6)

2.3 变换器的回流功率分析

根据电感电流的奇对称性，iL(t3)=-iL(t0)，代入到式(1)和式(4)可求得电感电流在t0时刻的表达式为：

(7)

从而求得一个周期内平均输出电流为：

(8)

输出平均有功功率为：

(9)

由能量守恒定律可得，输出的电流为：

(10)

(11)

由公式(11)可知，PWM与移相结合控制的DAB变换器的输出功率的大小由占空比D1和D2公共决定.移相角α的引入，使得电压Uab的波形由两电平变成三电平，电感电压UL的电平数目也相应地增多，从而使系统的动态调节范围也相应地变宽.

图3 有功功率标幺值与D1、D2关系三维图

在PWM与移相结合控制策略下，由于计算回流功率变得复杂.以D1<0.5时为例，回流功率的表达式为：

(12)

由公式(11)可知，当D2<0.5时，回流功率总是零.

Q*=(D1-D2)2

(13)

图4为回流功率标幺值Q*与D1、D2关系的三维图.由图4可以看出，在一定条件下，系统的回流功率可以降为零.

3 仿真验证

本文利用Matlab/Simulink仿真软件构建DAB变换器的仿真模型，并进行仿真研究验证本文设计的PWM与移相结合控制策略的可行性.结合软开关条件与功率传输范围设置DAB变换器的仿真参数如表1所示.

图4 回流功率标幺值Q∗与D1、D2关系三维图Fig.4 3DdiagramoftherelationshipbetweenreturnpowerperunitvalueQ∗andD1,D2

当采用传统单移相控制策略时，设D1=0、D2=0.4，DAB变换器的运行仿真波形图如图5所示.

当采用PWM与移相结合控制策略时，设D1=0.4、D2=0.6，DAB变换器的运行仿真波形图如图6所示.

图5 传统单移相控制仿真波形Fig.5 traditionalsinglephaseshiftcontrolsimulationwaveform图6 PWM与移相结合控制仿真波形Fig.6 combinePWMandphaseshifttocontrolsimulationwaveform

在相同的DAB变压器参数条件下，从图5可知，采用传统单移相控制策略时，电感电流的波形由四条折线组成，在一个开关周期内，1号实线对应的时间点为电压Uab从电压零值到电压为负值的时间点，从图中右侧数据可知，此时时间点数据为497.1 us；2号虚线对应的时间点为电感电流零值点，从图中右侧数据可知，此时时间点数据为593.6 us；从而可知产生回流功率时间为96.5 us.从图6可知，采用PWM与移相结合控制策略时，电感电流的波形由六条折线组成，在一个开关周期内，1号实线对应时间点为电压Uab从电压零值到电压为负值的时间点，从图中右侧数据可知，此时时间点数据为703.7 us；2号虚线对应时间点为电感电流零值点，从图中右侧数据可知，此时时间点数据为722.9 us；从而可知产生回流功率时间为19.2 us.经过对比发现，PWM与移相结合控制的电感电流波形相对缓冲，在一个开关周期内产生回流功率的时间减小80%，从而减小回流功率.

4 结语

本文以缓冲电感电流、减小一个开关周期内回流功率为优化目标，对比DAB变换器在两种控制策略下的电感电流波形以及一个开关周期内产生回流功率时间的长短.实验结果表明，PWM与移相结合控制策略，有两个移相角可控变量α、β，因此相对传统单移相控制策略有较大的灵活性，且电感电流波形相对缓冲、一个开关周期内产生回流功率的时间减小，从而提高系统的工作效率.