UHF局部放电信号包络检波电路设计与实现

2021-11-08代少升聂合文易伟男

重庆邮电大学学报(自然科学版) 2021年5期

代少升，杨雨，聂合文，易伟男

(重庆邮电大学通信与信息工程学院，重庆 400065)

0 引言

随着高压电力系统的快速发展，气体绝缘组合电器(gas insulated switchgear，GIS)设备得到了大量应用，为了保证GIS设备的安全运行，需要时刻关注现场GIS绝缘缺陷劣化的程度，避免绝缘击穿带来的严重事故[1-3]。局部放电是GIS绝缘缺陷劣化的一种表现形式，相对于化学检测法、红外检测法、光测法和超声波法等众多局部放电检测方法，特高频(ultra high frequency，UHF)法具有灵敏度高、抗干扰能力强、可识别故障类型等优点，是目前应用最普遍、效果最佳、技术最成熟的一种方法[4-5]。而且能够实现带电检测与长期在线检测，因此，通过对局部放电(partial discharge，PD)产生的UHF信号进行监测，可以有效达到对GIS绝缘缺陷劣化程度的实时检测诊断[6-7]。

GIS局部放电所辐射出的UHF信号的特性与放电类型、放电强度、传播途径等有密切的关系[8-9]。PD产生的UHF原始信号频率大多分布在300 MHz～1.5 GHz，直接对其进行采样和处理，虽然可以最大程度保留PD信号所携带的GIS缺陷信息，但要求系统的采样率高达数GHz，而且数据量巨大，使得系统造价昂贵，工程应用困难[10]。为了解决以上问题，目前使用较普遍的方式是通过包络检波电路提取UHF信号的包络波形，一方面其包络波形保留了PD缺陷的特征信息，另一方面大大降低了系统的采样率和数据量。因此，设计一种适用于提取PD产生的UHF信号包络波形的检波电路具有重要意义[11-13]。

目前，针对GIS局部放电产生UHF信号的包络检波电路的研究文献较少，公开文献中大多仅仅只对常规包络检波的基本原理做了简单介绍，极少数对局部放电UHF信号的包络电路进行了软件仿真研究，虽然软件仿真对工程实现具有一定的指导意义，但软件仿真中的UHF信号模型和包络检波电路模型，与实际GIS局部放电产生的UHF信号和包络检波电路在参数性能上会存在一定的差距，导致无法真实反应实际工程中的包络效果[14-15]。本文根据PD产生的UHF信号所具有的特性，搭建了应用于提取PD产生的UHF信号包络波形的检波电路，并对PD产生的UHF信号进行包络提取测试，从而验证该检波电路的包络提取效果。

1 特高频包络检波电路的特性

1.1 GIS局部放电UHF信号的特点

有关文献研究结果表明，各类典型局部放电信号频率大多分布在300 MHz～1.5 GHz，其中，上升沿较为陡峭，上升时间一般在10 ns左右，下降沿较为平缓，下降时间一般在100 ns左右。为了满足电路测试的需要，实际测试中使用稳定脉冲源，经由UHF天线产生局部放电信号，该仿真信号源数学模型为单指数衰减振荡函数，其数学表达式为

f(t)=Ae-t/τsin(2πfct)

(1)

(1)式中：A为幅值；fc为衰减振荡频率。使用示波器，采用5 GHz的采样率对实验室产生的UHF信号波形进行观测，实测UHF信号波形如图1，从图1可以看出：①UHF信号的持续时间为纳秒级，其中，上升时间大约为10 ns，下降时间大约为100 ns；②UHF信号由多种频率的信号共同组成，且频率分布较广。

图1 UHF信号波形

1.2 特高频包络检波电路特点

基本的包络检波电路如图2，其中，Rd为二极管的正向导通电阻，C为负载电容，R为负载电阻，通过二极管的单向导通性和电容的储能功能完成对信号包络波形的提取。常规的包络检波电路多用在对调幅信号的解调，其调制信号的频率一般较低，且载波信号频率单一固定，因此不要求包络检波电路具有很快的响应速度，充放电时间常数设置也相对容易。而GIS局部放电产生的UHF信号波形上升速度很快，时间低至几纳秒左右，下降速度相对较慢，但也在几十纳秒左右。二极管是非线性器件，其正向导通电阻阻值大小根据流过其自身电流大小的不同而不同，当二极管中流过的电流较小时，其正向导通电阻阻值较大，使得二极管检波电路的充电时间常数较大，很难满足UHF信号对检波电路响应速度的要求，因此，为了使其适用于对PD产生的UHF信号进行包络波形提取，需要根据UHF信号的特性，为检波二极管提供一个合适的偏置电流，从而减小二极管的正向导通电阻，提高包络检波电路的响应速度。

图2 包络检波电路

2 特高频包络检波电路的设计

2.1 检波二极管的选取

本文设计的检波电路用于对PD产生的UHF信号包络波形进行提取，因此需要选用反向恢复时间较短的二极管，其中普通二极管的反向恢复时间大于500 ns；快恢复二极管的反向恢复时间在150～500 ns；超快速二极管的反向恢复时间在15～35 ns；肖特基势垒二极管的反向恢复时间小于10 ns。根据PD产生的UHF信号的特点，本文选择肖特基势垒二极管用于包络检波，并且肖特基势垒二极管还具有低串联电阻、低开启电压、低失效率和良好的射频特性等优点，对偏置或非偏置的信号检测频率可达到数GHz，适合用于对UHF信号的包络检波。

2.2 特高频包络检波电路参数设置

GIS局部放电产生的UHF信号电压上升到峰值的时间一般在10 ns左右，为了满足UHF信号的响应速度，要求包络检波电路的充电时间常数td应远小于10 ns，td表达式为

td=Rd×C

(2)

理论上，td越小，包络检波电路的充电响应速度越快，检波出的包络信号和原始信号之间的峰值误差越小。但在实际电路中，由于器件本身固有参数和电路参数的限制，充电响应时间无法达到无限小，因此，必须设置合适的Rd和C的参数值。理论上，为了使充电时间常数td足够小，应该选择尽量小容值的电容C，但在实际电路中，由于印制线路板上的导线之间、电子元件之间和电路模块之间等会产生杂散电容，特别在高频情况下，杂散电容的影响不能被忽略，并且杂散电容实际上无法被消除，最有效的处理方法是尽可能减小杂散电容对电路造成的影响，电路中产生的杂散电容一般约为几十飞法，如果选取的电容C容值过小，将导致充电时间常数有较大的误差。因此，综合考虑，本文在实际电路中选用皮法级大小的电容。

检波二极管为非线性器件，可等效为非线性可变电阻，其等效模型如图3，总电阻为

图3 检波二极管等效模型

Rd=Rs+Rj

(3)

(3)式中：Rs是二极管的寄生串联电阻，为一固定阻值；Rj是二极管的结电阻，其阻值随外部施加的偏置电流大小不同而变化。

Cj是二极管的寄生结电容，从本文所使用的射频二极管的数据手册中可知，Rs=6 Ω，Cj=0.7 pF，Rj表达式为

(4)

(4)式中：理想因子n=1.08；反向饱和电流Is=2.2E-8A；Ib为外部施加的偏置电流；T为绝对温度。由(2)式可知，充电响应时间还受检波二极管等效电阻Rd的影响，由(3)式可知，二极管正向导通电阻阻值由寄生串联电阻Rs和结电阻Rj共同决定，其中，Rs阻值的固定典型参数大小是6 Ω，因此，二极管等效阻值大小主要由Rj阻值大小的变化而决定。由(4)式可知，Rj阻值的大小由理想因子n、绝对温度T、反向饱和电流Is和外部施加的偏置电流Ib共同决定，当二极管工作在室温25 ℃时，Rj的阻值大小主要由外部施加的偏置电流决定。当外部不施加偏置电流时，由(4)式计算可得，Rj约为1.22 MΩ，因此，由(3)式计算可得，Rd也约为1.22 MΩ，此时，由(2)式计算可得，即使C的容值大小设置成1pF，包络检波电路的充电时间常数td也约为1.22 μs，远远无法满足PD产生的UHF信号对包络检波电路充电响应速度的要求。因此，为了提高包络检波电路的充电响应速度，本文在电路设计中，为检波二极管提供了一个20 μA的偏置电流，从而减小二极管的等效电阻，提高检波电路的充电响应速度，此时，由(4)式计算可得，Rj约为1.34 KΩ，因此，由(3)式计算可得，Rd也约为1.34 KΩ，当C的容值大小设置成1pF时，包络检波电路的充电时间常数td约为1.34 ns，此时，实测UHF信号上升沿包络波形如图4，从图4可以看出，检波电路很好地提取出了UHF原始信号上升沿的包络波形，其充电时间常数满足充电响应速度的要求。

图4 UHF信号上升沿包络波形图

GIS局部放电产生的UHF信号的下降沿持续时间相对较长，一般为几十纳秒，因此，放电响应速度相对于充电响应速度可以稍慢一些，但放电时间常数的设置也很重要，放电时间常数tr为

tr=R×C

(5)

由(5)式可知，放电时间常数tr由图2中电容C和电阻R的大小共同决定。当放电时间常数tr太大时，将引起惰性失真，此时，提取的包络波形虽然很平滑，但惰性失真导致最终提取的包络波形信息丢失严重，不利于后续特征提取进行聚类分离处理；当放电时间常数tr太小时，频率较低部分对应的包络波形放电严重，导致得到的包络波形极不光滑，甚至严重失真，同样不利于后续特征提取进行聚类分离处理。因PD产生的UHF原始信号下降沿部分包含多种频率的波形，且频率分布很广，因此，很难像单一固定频率波形的下降沿一样，根据其固定频率计算确定放电时间常数。本文经过电路调试得出，当放电时间常数tr设置为10 ns时，实测UHF信号下降沿包络波形如图5，从图5可以看出，下降沿包络波形失真相对较少，其放电时间常数满足放电响应速度的要求。

图5 UHF信号下降沿包络波形图

2.3 包络检波电路的系统测试

测试使用的GIS局部放电检测系统主要由UHF信号源、UHF天线传感器部分、高通滤波部分、UHF信号放大部分、特高频包络检波部分和FPGA高速数据采集部分组成，测试观察使用的是Rohde & Schwarz公司的RTE1204型号示波器，其带宽为2GHz，采样率为5GSa/s每通道，整体测试系统框图如图6。

图6 局部放电检测系统框图

UHF天线传感器的实测频率响应曲线图如图7，图7中横轴为频率(Hz)，纵轴为幅值(dB)，从图7可以看出，其响应频段可达300 MHz～2 GHz，满足对局部放电UHF信号响应的频段要求。高通滤波部分、UHF信号放大部分、特高频包络检波部分的相关实物电路图如图8。

图7 UHF天线传感器频率响应曲线图

图8 包络检波相关电路实物图

使用图6所示的测试系统对PD产生的UHF信号进行包络检波。首先使用UHF信号源生成UHF原始信号，然后通过UHF天线接收UHF信号，由于PD产生的UHF信号频率大多分布在300 MHz～1.5 GHz，因此，首先使用高通滤波器滤除300 MHz以下的低频干扰信号，再对滤波后的信号进行放大，然后送入特高频包络检波电路进行包络波形提取，为了便于观察包络检波效果，使用示波器对包络检波前的UHF原始信号和包络检波后的包络波形进行对照观察。实测效果如图9，从图9可以看出，检波电路提取的包络波形上升时间约为10 ns，较好地完成了对PD产生的UHF信号上升沿包络波形的提取；UHF信号下降沿包络波形惰性失真小，较好地完成了对PD产生的UHF信号下降沿包络波形的提取。整体包络波形不仅保留了局部放电信号的幅值和相位信息，而且也较好地保留了UHF信号所携带的特征信息。

图9 UHF原始信号与包络检波后波形信号对照图

图10为示波器实测的UHF信号功率检波波形图，从图10可以看出，功率检波波形信号也保留了局部放电信号大致的幅值和相位信息，可用于绘制局部放电相位分布图谱，从而进行局部放电的识别。但由于功率检波获得的波形与原始信号波形特征之间并无太大的相关性，因此，干扰脉冲信号与局部放电信号经功率检波获得的波形在时域上基本一致，导致无法区分局部放电信号与干扰脉冲信号的幅值和相位信息，造成最终绘制的局部放电相位分布图谱中除了局部放电信号的幅值、相位信息点外，还包含了大量的干扰脉冲信号的幅值、相位信息点，导致最终绘制的相位分布图谱无法与局部放电识别系统中的标准局部放电相位分布图谱进行匹配识别。

图10 UHF原始信号与功率检波后波形信号对照图

相比于功率检波，该包络检波电路对UHF信号整体的包络效果良好，其响应速度快、惰性失真小，提取的包络波形与UHF原始信号的轮廓基本一致，较好地保留了UHF信号所携带的特征信息。虽然有一定的响应延迟和少量的不平滑，但不影响对包络波形的特征提取和进行相应的聚类分离处理，从而通过包络波形特征将局部放电信号与干扰脉冲信号的幅值、相位信息分离开，分别绘制局部放电信号的相位分布图谱和干扰脉冲信号的相位分布图谱，再分别与局部放电识别系统中的标准局部放电相位分布图谱进行匹配识别。