基于高功率因数混合型变换器的爆闪式信号灯设计*

王志凯，张 源，金永镐

(延边大学 工学院，吉林 延吉 133002)

0 引言

爆闪灯能够在短时间内发出强光，具有很好的警示作用，因此广泛应用于特种车辆(工程车、警车、消防车等)、道路交通、航空指示、工业生产等场合，最大限度避免了各种事故的发生[1-2]。

目前使用最广泛的110 V/220 V 交流爆闪灯，采用电容降压模式和带变压器的反激式变换器设计。电容降压式交流爆闪灯的结构简单，工作稳定，因此得到了广泛的应用，但存在无法升压、功率因数低、无限幅电压功能、受50 Hz/60 Hz 频率的影响较大，且降压用无极性电容体积大等缺点[3]。

带变压器的反激式变换器能进行升压、降压，但同样存在开关管承受的反向电压过大，变压器体积大不利于产品的小型化，且无功率因数调整功能等缺点[3-4]。

鉴于上述问题设计了一种基于高功率因数[3]混合型变换器的交流爆闪灯，利用单级变换器进行升降压的同时提高功率因素，且开关管承受的反向电压近似等于输入、输出电压中的较大者，因此特别适合于用在输出电压高的场合，且能工作在交流输入电压UAC为80～250 V宽电压范围，从而替代110 V/220 V 的2 种产品，实现产品的单一化，扩宽使用范围，产品便于维护管理，提高管理效率。

1 交流爆闪灯工作原理及存在问题

1.1 现有的交流爆闪灯工作原理分析

图1 为爆闪灯工作时波形，变换器利用输入电压以恒流方式在规定的时间内(0.8～1.5 s 可设定)给47～220 μF的高压储能电容充电，当充电电压UC达到设定值时(250～350 V 可设定)，发出触发脉冲则通过触发线圈产生5 000 V 以上的高压，触发频闪管，则频闪管两端电阻变成低阻抗，在0.5～1.5 ms 很短的时间内把储能电容上的电能放电发出强光[4]。

图1 频闪管工作波形图

220 V 用产品的工作电压UAC范围通常要求180～250 V，则整流后的峰值电压范围为255～355 V。

1.2 电容降压式爆闪灯存在问题

电容降压式爆闪灯的简化电路如图2 所示，交流电压通过C1降压、限流后经过桥式整流后给储能电容C2充电，因此这种电路结构简单、工作稳定，但功率因数只有0.5 左右，受50 Hz/60 Hz 频率的影响较大[5]。

图2 电容降压式爆闪灯简化电路

由于这种电路只能降压，当储能电容充电电压要求300 V 时，无法用220 V 交流电压工作，只能设计出储能电容充电电压UC=250 V 的场合，且产品的工作电压范围为200～250 V 受到限制。

1.3 带变压器的反激式变换器组成的爆闪灯存在问题

带变压器的反激式变换器，通过变压器隔离输入和输出，因此能进行升压、降压，但工作时开关管承受的反向电压为输入电压Ui加上变压器初级的电压若变压器变比为1:1，UC=350 V 时UT=350 V。

当输入电压UAC为180～250 V 时，则峰值电压范围为255～355 V，则开关管承受的最大反向电压为Ui+UT=705 V，加上反激时产生的尖脉冲电压，反向电压过高容易击穿额定反向电压为800 V 的开关管。

为了减少反向电压，如果采用变比为2:1，则开关管承受的最大反向电压下降到Ui+UT=530 V，但变换器的充电功率下降。

1.4 用SEPIC 变换器组成的爆闪灯存在问题

SEPIC 变换器利用电感可进行升压、降压，但其工作原理与带变压器的反激式变换器一样[9，11-12]，且无法调节变比，当设计UC=350 V，输入电压为220 V 的产品时最大反向电压为Ui+UT=705 V。因此通常利用这种电路设计出110 V 产品。

2 利用高功率因数混合变换器的爆闪灯

2.1 混合型变换器的工作原理

图3 为混合型变换器的电路模型，周期为T、占空比为D 的脉冲电压UP经过驱动器U1、U2后控制开关S1、S2 工作。

图3 混合型变换器的电路模型

图4 为导通和断开时工作分解图，S1、S2 导通时电感L 的极性为上正下负，因此二极管D1、D2 截止，Ui经过电感L 产生IL。

图4 导通和断开时工作分解图

当S1、S2 截止时L 的极性翻转，D1、D2 导通电感的电压UL≈UC，电感L 的电流提供给C 和负载RL。因此S1 承受的反向电压为Ui，S2 承受的反向电压为UC，因此这种电路特别适合用在输出电压高的场合。

由于输出电压UC≈UL，而UL的大小取决于电感储存的能量，和负载RL有关，因此可进行升压、降压变换。从图4 中可以看出S1、L、D1 组成Buck 变换器，S2、L、D2 组成BOOST 变换器。

当变换器工作n 次后UC稳定在某一个值时求输出电压。ton时UL≈Ui，而toff时UL≈UC，根据伏秒值关系可得式(1)，可见D 改变时输出电压具有升降压特性。

爆闪灯中应用的是变换器工作n 次后达到UO的过程，设每个周期电感储存的能量全部传送到电容，则Ui不变时电感电流代入后可得式(2)。

2.2 高功率因数混合型变换器工作原理

图5 为NCP5181 组成的占空比可调电路图，NCP5181内有2 个驱动器U1、U2，工作电压为8～20 V，内有20 V 稳压管，工作电流约为0.35 mA[13-14]。U1、U2的输入端具有施密特输入特性，超过2 V 时输出高电平，低于1 V 时输出低电平。

图5 NCP5181 组成的占空比可调电路图

图6 为工作时序图，UA为占空比D=5%的窄脉冲，经过D0给C0迅速充电，则C0的电压大于UH驱动器U1、U2输出高电平，开关S1、S2 同时饱和。C0的电压可通过R0和Q0放电，当UG小于Q0的开启电压UTH时(UTH=2 V)，Q0截止只通过R0放电，产生最大的占空比D1，当UG大于UTH时Q0开始导通进行放电，产生D1、D2 等不同的占空比。UG越大放电速度越快D 越小。

图6 工作时序图

为了获得高功率因数变换，采用占空比控制电感电流开关的方法，而不是检测电感电流。图7 为工作原理示意图。Ui为全波整流后正弦波的半波电压，每个高频周期T 内按占空比D 进行开关后得到不同的峰值电流IP。可见电感电流的平均值很好地跟踪输入电压波形，因此功率因数很高。

图7 固定占空比时电感电流示意图

交流电的Ui=Umsin(ωt)、频率f=50 Hz 时Ts=10 ms，电感L 取1 mH。变换器工作频率50 kHz 时T=20 μs，则电感的峰值电流IP取决于式(3)，整理后可得式(4)。

式中Tn=nTs/T，n 的取值范围为0～500。由于Ui改变因此每个(Tn+1-Tn)=T 时间段内积分的三角波电感电流的斜率是非线性的，但T=20 μs 很小，Ui变化量不大，因此近似为线性处理。则电感的峰值电流IP的平均值为IL=把式(2)代入后可得式(5)。

图8 为D 分别取25%、15%、Um=311 V 时，利用式(5)仿真的IP和IL波形图。可见D 不同时IP和IL按正弦波规律变化。

图8 D 不同时IP 和IL 波形图

2.3 高功率因数混合型变换器电路设计

高功率因数混合型变换器电路如图9 所示。单片机产生50 kHz、D=5%、幅度为5 V 的窄脉冲提供给PUL端[15]，SW 端用于切换110 V/220 V 工作状态，当UAC为170～250 V 时SW 为高电平Q4 导通R3被短路，C0的电压通过R2放电产生占空比。

图9 高功率因数混合型变换器电路

当UAC为80～170 V 时SW 为低电平Q4截止，C0的电压通过R2和R3放电产生占空比。

Q3 的作用是，当电容C4的电压超过设定值320 V 时Q3 开始导通把C0的电压迅速放电，只提供最小的占空比，维持输出电压。

2.4 高功率因数混合型变换器电感L 的设计

每个Ts内电感释放给电容C4的能量为经过N 个Ts时间充电后应满足式(6)，式中η 为电路的效率。

整理后可得式(7)，同时为了防止电感过小导致IP过大，设定交流电压最大值Um时电流最大值为Im。则工作时应满足IP

式(7)为功率条件、式(8)为电流条件，则当输入电压为250 V 时产生最大的电流。交流电频率f=50 Hz、窄脉冲周期T=20 μs、C=100 μF、η=80%，要求C4的充电电压在TX=0.3 s 之内达到320 V 设定值，则N=TX/Ts=30。

Im分别取1 A、1.2 A、1.5 A 后根据式(7)、式(8)仿真的结果如图10 所示。

图10 输入250 V 时功率条件与电流条件的关系

可知Im=1 A、Im=1.2 A 时交点在L 值大于1 000 μH，电感体积过大不予考虑。当Im=1.5 A 时L>620 μH 满足要求。

为了保证在每个周期T 内电感能量全部释放，应满足式(9)的释放条件。ton时UL≈Ui，而toff时UL≈UC4，根据伏秒值关系可求得toff=Ui/UC4。同时电感中施加了Ui电压时电流达到Im所需要的ton=ImL/Ui，代入式(9)后可得式(10)。

UAC为80～250 V 时，在80 V 处达到Im的ton时间最长，如果此时满足式(10)条件，则其他范围电压时均可满足要求。

图11 为Im=1.5 A、UAC分别取80 V、250 V 后，利 用式(7)、式(8)仿真的结果。可见UAC=80 V 时L 范围为A区，UAC=250 V 时L 范围为B 区。

图11 电感取值范围曲线

由于爆闪灯工作电压为80～250 V，因此L 取值应同时满足A 区和B 区，则L 值应满足620 μH

2.5 控制器电路设计

图12 为利用MK7A23P 的控制器电路，模式开关S1提供4 种爆闪灯的工作模式，PA3 输出D=5%、频率为50 kHz 的窄脉冲，PA4 输出时间为1 s、D=10%的触发脉冲控制频闪管组件工作。

图12 MK7A23P 的控制器电路

Ui经过D8、R10、R11分压后提供给PC7，检测输入电压的大小，当UAC>170 V 时SW 端输出高电平进入220 V工作模式。

3 实验结果分析

图13、图14、图15 为输入电压UAC分别取80 V、220 V、250 V 时各点的波形图。

图13 UAC=80 V 时工作波形图

图14 UAC=220 V 时工作波形图

图15 UAC=250 V 时工作波形图

可见交流电压从80～250 V 内改变时C4的电压约为0.3 s 内达到值320 V。

为了观察交流电的输入波形，把UAC=80 V 工作时波形展开后得到图16。

图16 UAC=80 V 时工作波形展开图

可见交流电输入电流波形近似为正弦波，实测的功率因数为0.95～0.98。

图17 为电容C1=0.22 μF 输出端接入恒定负载时各点的波形图，可见整流后的输入电压波形与电流波形几乎是同相且连续的，实测的功率因数为0.98。

图17 恒定负载时各点的波形图

4 结论

实验结果表明，利用高功率因数混合型变换器设计的交流爆闪灯可在80～250 V 宽电压范围内工作，可实现110 V/220 V 产品的单一化，便于维护管理，提高管理效率。

利用单级变换器可实现升压、降压，且功率因数很高，开关管的反向电压与输入、输出电压中的较大者相同，因此开关管在较低的反向电压下工作，提高电路的稳定性，特别适合于高压输出的场合。