双电容混合型直流断路器

2021-10-10张国军许澜涛

电源学报 2021年5期

张国军，许澜涛

（辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛 125105）

随着电力系统的发展，高压远距离交流输电的弊端愈加明显，而高压直流电网不仅不存在交流电网的问题而且能解决可再生能源的并网问题，近些年高压直流输电发展迅猛，所以高压直流断路器的研究也随之提上日程[1-3]。

我国已在机械型断路器、固态断路器和混合型断路器3 类传统断路器的研制方面取得巨大成功[4-6]。华中科技大学电气学院潘垣院士、何俊佳教授和其他团队已经共同研制成功具备我国完全自主产权的机械型高压直流断路器；浙江大学已经研制出IGBT 高压直流断路器；2014 年南方电网科学研究院和其他多家研发单位共同设计出混合型直流断路器试验样机，并且通过了国家高压电器质量监督检验中心的检查，能够在不到5 ms 的时间内分断16 kA 的电流。

分析传统直流断路器可以发现：机械型断路器速动难以满足电力系统的要求；固态断路器虽然可以快速切断故障但其不能承受过高的系统短路电压[7-8]；混合型断路器在具备机械式直流断路器良好的静态特性的同时还具备固态直流断路器良好的动态特性，所以混合型直流断路器是未来断路器发展的重要方向[9-10]。文献[11]提出的续流二极管模型可以解决机械开关打开瞬间反向恢复电压过高引起的二次燃弧问题，但需要额外的充电电源，增大了断路器体积；文献[12]提出的带有GTO 的拓扑虽然将直流断路器分断时间缩短，但GTO 在关断时会产生过电压，过电压会将GTO 击穿；文献[13]解决了预充电电容自充电问题，但拓扑中预充电电容反向充电电压过大，反向放电时间过长，使得拓扑分断时间变长。针对上述问题，本文提出双电容混合型直流断路器拓扑。

1 拓扑结构和工作原理

1.1 拓扑结构

图1 为双电容混合型直流断路器拓扑结构（简称双电容断路器）。图中：K 为高速机械开关；VD1、VD2、VD3和VD4为二极管；VT1、VT2、VT3、VT4和VT5为晶闸管；C1和C2为电容器，UC1为电容C1的预充电电压；L1、L2和L3为谐振电感；MOV 为氧化锌避雷器；US为系统直流电源；RS为系统等效电阻；LS为系统等效电感；Z 为负载阻抗。

图1 双电容混合型直流断路器拓扑Fig.1 Topology of double-capacitor hybrid DC circuit breaker

1.2 工作原理及各拓扑运行阶段

表1 为晶闸管动作时序，其中数字1 表示有电流流过；数字0 表示无电流流过。通过表1 方便理解各拓扑阶段流过晶闸管的电流变化。

表1 晶闸管动作时序Tab.1 Timing sequences of thyristor actions

以直流系统短路为例介绍双电容断路器工作原理。当系统正常工作时，机械开关K 闭合，负载Z有电流通过。当t0时刻发生短路故障时，系统电流急剧上升；当短路电流在t1时刻达到设定电流I0时，触发晶闸管VT1和VT2打开，电容C2开始充电，电容C1通过电感L1产生LC 振荡电流，振荡电流流动方向为C1-L1-K-C2-C1；当振荡电流与短路电流is在t2时刻产生零点时，开关断开，续流回路中VD1有电流流过，该过程可以降低机械开关断开时恢复电压过高引起的二次燃弧问题。t0～t3时段的拓扑结构如图2 所示。

图2 t0～t3 时段拓扑结构Fig.2 Topology at stage t0～t3

t3时刻，流过VD1的电流消失，电容C2持续充电，电容C1反向电压达到最大值，通过触发VT4开始反向放电，并在t4时刻反向放电结束；同时刻电容C2电压达到最高值无法继续充电，电容C2的充电电流为0，所以VT1电流过零自然关断，为使电容C2恢复初始电压0 V，触发晶闸管VT3放电，电流通过VT3-VD1重新流入回路；t5时刻，流经电感L1的正向电流消失，反向电流开始流过，电容C2持续放电。t3～t6时段的拓扑结构如图3 所示。

图3 t4～t6 时段拓扑结构Fig.3 Topology at stage t4～t6

t6时刻，流经VD1的电流和电感L1的反向电流消失，电容C1保持充电状态，C2继续放电；t7时刻，电容C2放电结束电压变为0，VT3电流过零自然关断，同时刻触发晶闸管VT4，使电流通过US-RS-LSL2-VD3-C1-VT4-US给电容C1持续充电；当电容C1的电压在t8时刻达到避雷器氧化物MOV 的设定电压时[14]，避雷器开始工作，短路电流逐渐流向避雷器MOV 使系统电流逐渐减低为0，至此双电容断路器分断任务结束。t6～t9时段的拓扑结构如图4 所示。

图4 t6～t9 时段拓扑结构Fig.4 Topology at stage t6～t9

由于预充电电容存在自损耗问题，电压过低会导致断路器无法完成分断任务，所以当预充电电容电压自损耗至正常工作电压之下时，可以通过触发VT5，使预充电电容C1通过US-RS-LS-L2-VD3-C1-VT5-L3-US回路充电，当其电压达到最大值时，流过VT5的充电电流为0，自然关断，完成充电任务。

2 拓扑运行阶段数学分析

1）第1 阶段（t0

发生短路故障时，流过机械开关K 的电流急剧上升，当达到机械开关K 的动作电流I0时，断路器开始执行分断任务。

短路电流is与时间t 的关系可表示为

机械开关K 动作的电流I0为

达到K 动作电流I0之前的电流上升时间为

2）第2 阶段（t1

通过回路电流法列出复频域上的方程，解出并整理之后再经拉氏逆变换，求出振荡回路释放电流iL1以及t2时刻流过电容C1和C2的电流iC2（t2），即

式中：A=[（C1+C2）/L1]1/2；B=UC1/[L1（C1+C2）]1/2。

当振荡回路电流与系统短路电流相等时，求得机械开关断开时间t'1为

电容C1的放电电压为

电容C2的充电电压为

由式（6）和式（7）可知，电容C1和C2在t2时刻的电压分别为UC1（t2）和UC2（t2），t2=t1+t'1。

3）第3 阶段（t2

在复频域上对第3 阶段拓扑运用节点电压法列出节点电压方程，将节点电压表达式并解出整理之后再经拉氏反变换，求得在第3 个阶段电感L1和L2的电流及电容C1、C2的电压随时间变化的表达式，即

t3时刻电容C1停止反向充电，充电电压等于0，从而求得第3 阶段运行时间t'2，令t3=t2+t'2，则

通过式（8）～式（11）能够得到t3时刻电感L1、L2的电流及电容C1、C2的变化表达式iL1（t3-）、iL2（t3-）、UC1（t3）和UC2（t3）。

4）第4 阶段（t3

结合第3 阶段推导出的电容电压及电感电流，在复频域上运用节点电压法求出节点电压的表达式，求解整理之后，再经拉氏反变换算出电容C2的电压以及流过电感L1、L2的电流，并求出t4时刻C2的电压UC2（t4）以及L1、L2的电流iL1（t4）、iL2（t4），即

t4时刻电容C1电压变为0，电容C2电压达到最大值，充电电流停止，令iL2（t）=0，求得t'3。t4=t'3+t3，则

5）第5 阶段（t4

结合第4 阶段推导出的电容电压及电感电流，在复频域上运用节点电压法解出节点电压方程，整理之后再经拉氏反变换算出电容C1、C2的电压及流过L1、L2的电流随时间变化表达式，并求出t5时刻C1、C2的电压UC1（t5）、UC2（t5）及L1、L2的电流iL1（t5）、iL2（t5），即

令t5=t'4+t4，t5时刻流过L1的正向电流为0。令iL1=0，求得t'4时刻表达式为

6）第6 阶段（t5

结合第5 阶段推导出的电容电压及电感电流，在复频域上运用节点电压法求出节点电压表达式，整理之后再经拉氏反变换算出电容C1、C2的电压及流过L1、L2的电流表达式，并求出t6时刻C1、C2的电压UC1（t6）、UC2（t6）及L1、L2的电流iL1（t5）、iL2（t6），即

t6时刻流经电感L1的反向电流为0，令iL1（t）=0，求得表达式，t6=t5+，即

7）第7 阶段（t6

结合第6 阶段推导出的电容电压及电感电流，在复频域上运用回路电流法列出方程，求解整理之后再经拉式反变换，得出电容C1、C2的电压及流过拓扑的电流表达式，并求出t7时刻表达式UC1（t7）及L2的电流iL2（t7），即

t7时刻流经电容C2的电流为0，令iC2=0，求得。

8）第8 阶段（t7

结合第7 阶段推导出的电容电压及电感电流，在复频域上运用回路电流法列出方程，求解整理之后再经拉式反变换，得出电容C1的电压表达式及电感L2的电流表达式，即

t8时刻电容C1的电压等于避雷器MOV 的设定电压，令UC1=UMOV，求得，t8=+t7，则

3 双电容断路器仿真分析

利用Matlab/Simulink 软件，对图1 的拓扑结构进行分断等级为10 kV/3 kA 的高压直流系统短路状态仿真。仿真模型参数见表2。当预充电电容C1的电压高于8 500 V 时会造成电能的浪费，当其电压低于6 500 V 时会对流过MOV 的电流产生较大影响，为了同文献[13]拓扑比较，所以本文选择8 500 V。而当预充电电容C1大于0.5 mF 时，会使C2的充电电压峰值变大，影响分断速度；当C1小于0.5 mF 时，会使电容C1的反向充电电压增大，也影响分断速度，综合比较后选用0.5 mF。谐振电感L1取值过高的会使电容C1的电压无法达到避雷器MOV 的阈值电压，过低的会增大C2电压峰值，影响分断时间；谐振电感L2取值过高时会使电容C1的反向充电电压变大，过低时会影响断路器正常工作；谐振电感L3应远大于谐振电感L1和L2，若L3过小，在正常状态下充电时负载电压波动会比较大，影响负载正常工作。

表2 仿真模型参数Tab.2 Parameters of simulation model

3.1 机械开关断开阶段

机械开关无弧打开阶段的电流波形如图5 所示。由图可见，直流系统在5 ms 之前处于正常运行状态，在5 ms 时开始模拟短路状态，以21.42 A/μs的电流速度从3 kA 的正常工作电流上升到6 kA，在5.14 ms 达到机械开关预动作电流，此时触发晶闸管VT1、VT2，回路产生的电流使得机械开关K 动作，20.3 μs 后电流下降为0 A；同时刻二极管VD1自然导通。由于电感L2的阻流效果，二极管VD3在5.26 ms 时才有电流流过。由于二极管VD3的分流效果，流经VT1、VT2的电流逐渐开始下降，并且电流iVT1的下降速度比iVT2快。

图5 机械开关无弧打开阶段的电流波形Fig.5 Current waveforms of mechanical switch at no-arc open stage

机械开关电压、电流波形如图6 所示。由图6可见，机械开关从动作到电流消失过程中并没有出现过高的电压，而且从机械开关电流为0 后的0.233 ms 时间处于零压零流的状态，该状态能更好地使机械开关无弧打开。

图6 机械开关电压、电流波形Fig.6 Voltage and current waveforms of mechanical switch

3.2 电容放电阶段

在5.37 ms 时，电容C1电压释放为0，开始反向充电，在5.40 ms 时达到反向电压最高值，触发晶闸管VT4，同时刻流过二极管VD1的电流下降至0。5.47 ms 时电容C1经VT4放电结束，流过VT4的电流为0，电容C1开始正向充电，同时刻电容C2充电电压达到最大值，触发晶闸管VT3，电容C2通过VT3-VD1释放电压，VD1重新有电流流过。5.55 ms时流过L1-VT2的电流为0，电容C2通过VT3-VD4-L1给电容C1正向充电。随着电容C2电压的降低，5.66 ms 时流过VD1、VD4的电流逐渐下降为0。电容C2的电压直到5.72 ms 才全部释放，电压归零，流经VT3的电流也停止流通，为了保持电容C1的充电状态，触发VT4，使电流通过US-RS-LS-L2-VD3-C1-VT4-US给电容C1充电。电容放电阶段的电流波形如图7 所示，电容C2的电压及电流波形如图8所示。

图7 电容放电阶段电流波形Fig.7 Current waveforms at capacitor discharge stage

图8 电容C2 电压及电流波形Fig.8 Voltage and current waveforms of capacitor C2

3.3 避雷器工作阶段

氧化锌避雷器MOV 设定动作电压为12 kV，C1电压及MOV 和系统电流波形如图9 所示，在5.79 ms时氧化锌避雷器MOV 电流开始上升，电流由充电回路逐渐向氧化锌避雷器MOV 回路转移。流过二极管VD3、VT4的电流逐渐降低，当流过氧化锌避雷器MOV 的电流达到峰值时，不再有电流流过二极管VD3、VT4，二者同时自然关断。电容C1电压不再上升，氧化锌避雷器MOV 进入泄流阶段，电路短路，此时电流全部流向氧化锌避雷器MOV，二者电流同步，在7.7 ms 时下降为0。至此整个分断过程结束，用时2.7 ms。

图9 电容C1 电压及避雷器和系统电流波形Fig.9 Waveforms of voltage of capacitor C1 and current of arrester and system

单、双电容电压对比波形如图10 所示。可见：在相同的仿真环境下，单电容结构的混合型直流断路器反向电容电压可以高达7 200 V，达到避雷器阈值电压的时间为6.3 ms；而双电容结构的断路器反向电容电压不足1 kV，达到避雷器阈值电压的时间为5.92 ms，双电容模式的充电时间要比单电容模式的短0.38 ms；双电容模式整个分断过程用时2.7 ms，而单电容模式分断过程用时3.2 ms（详见文献[13]），双电容结构断路器在分断速度上优于单电容结构断路器。单、双电容性能参数对比如表3 所示。