储能用悬浮交错双向DC/DC 变换器

陈 新，王 康，陈金祥，张纯江

（1.国网福建省电力有限公司电力科学研究院，福州 350007;2.燕山大学电气工程学院，秦皇岛 066004）

当前，发展清洁低碳能源是调整能源结构的主攻方向,其中光伏和风力发电是最为主要的新能源发电形式。由于光伏和风力发电存在随机性和波动性[1]，应用在直流微电网中会引起直流母线侧功率波动，影响直流微网的安全稳定运行[2]，故储能被广泛应用于新能源发电系统中。作为储能系统的核心功率变换单元，双向DC/DC 变换器起着控制功率双向流动、实现直流母线侧电能供需平衡的作用[3-4]。

双向DC/DC 变换器分为隔离型与非隔离型[5]。隔离型DC/DC 变换器可实现电源与负载之间的电气隔离，使具有电气安全性，但高频变压器体积较大、成本高，并且受其制约难以实现大功率。而非隔离型DC/DC 变换器无高频变压器，可以显著减小装置体积，功率不受高频变压器的限制，可以达到几百千瓦，甚至兆瓦，受到广泛关注[6]。

文献[7]提出了一种三电平双向DC/DC 变换器，可使开关管电压应力减半，但升压电容的存在会降低效率且需要额外的稳压控制来保证所有开关器件承受的电压相同；多相交错结构[8]能够大大降低器件电流应力，有利于提升变换器的容量。以上2种结构都没有起到提升电压增益的作用。有学者将上述2 种结构结合，提出了新型交错并联双向DC/DC 变换器[9-10]，不仅降低了开关应力，提高了电压增益，而且实现了2 个电感电流自动均流，只是对结构中开关电容要求比较高。文献[11]提出了输出串联输入并联即IPOS 结构，使变换器两侧电流都实现交错，在占空比大于0.5 时自动均压，但占空比小于0.5 时不能实现电容电压和电感电流的同时均衡。上述结构在增益和电压应力上有很大改善，但是不利于多相扩展，容量受到限制，因此一种将基本Boost 变换器及其共阳极结构进行输入并联、输出悬浮串联的电路结构被提出[12-13]，作为DC/DC 升压拓扑广泛用于光伏发电系统或燃料电池汽车等。根据文献可知，其效率优于传统Boost 变换器，在结构上也可以实现多相扩展。根据这一特点，若将拓扑中的二极管替换为全控型开关器件并配合适当的控制方式，可扩展为双向变换器，在高压大容量储能场合将具有显著的性能优势。

本文在悬浮交错Boost 变换器（功率单向传输）[13]的基础上，通过应用全控型功率器件和改进驱动方式，将其扩展为悬浮交错双向DC/DC 变换器FIBDC（floating interleaved bi-directional converter），在详细分析其工作原理的基础上，给出静态增益以及功率器件承受的电压和电流应力，对蓄电池侧的电流纹波进行详细分析，提出同占空比交错控制，既简化了采样与控制，还能同时实现母线电压稳定和内部子变换单元工作平衡。该变换器不仅具有三电平变换器低电压应力，而且电压增益也得到提高，不存在三电平中飞跨电容可能导致的开关器件电压应力偏置（需要额外的稳压控制）。与改进型交错并联双向DC/DC 变换器相比，该变换器可以降低器件电压应力，减小输入输出电流纹波，并且具有可多相扩展的独特优势，可以实现容量上的增大。

1 FIBDC 双向工作原理

图1 为典型的风光储直流微电网系统结构，其中双向DC/DC 变换器采用悬浮交错拓扑，如图2 所示。图2 中VH和Vb分别为直流母线侧电压和蓄电池侧电压；iH和ib分别为变换器母线电流和蓄电池放电电流（图2 中标注的电流方向为正方向）；L1和L2为2 个子变换单元的升压电感；iL1和iL2为电感L1和L2的电流；C1和C2分别为2 个子变换单元的直流母线即输出侧滤波电容；VC1和VC2为C1、C2电压；S1、S2、S3、S4为4 只开关管，D1、D2、D3、D4分别为它们的反并联二极管。

图1 典型的风光储直流微电网系统Fig.1 Typical wind-PV-storage DC microgrid system

图2 悬浮交错双向DC/DC 变换器Fig.2 Floating interleaved bi-directional DC/DC converter

4 只开关管驱动信号如下：S1、S3驱动信号互补；S2、S4驱动信号互补；S1、S2交错工作，驱动信号相差180°相位；S3、S4交错工作，驱动信号相差180°相位。由于该变换器Boost 模式下的工作情况已被广泛研究，基于篇幅限制，本文主要研究其在Buck 模式下的工作原理，此时S3和S4作为主控管。以D>0.5 的工作过程为例，其各阶段等效电路如图3 所示，理论工作波形如图4 所示。

图4 Buck 模式下D>0.5 时FIBDC 理论波形Fig.4 Theoretical waveforms of FIBDC in Buck mode when D>0.5

具体工作过程如下。

（1）t0～t1（持续时间为（D-0.5）Ts）：S3和S4都开通，变换器工作于状态1，如图3（a）所示。电源VH分别通过C1和L1、C2和L2对储能电池Vb充电，电感电流iL1和iL2反向增加，VC1和VC2降低。

（2）t1～t2（持续时间为（1-D）Ts）：S4关断，S3开通，变换器工作于状态2，如图3（b）所示。直流母线电压VH继续通过C1和L1对储能单元Vb充电，电感电流iL1继续反向增加，电感电流iL2经S2的反并联二极管D2反向续流，iL2反向减小，VC1降低，VC2升高。

图3 Buck 模式下FIBDC 的不同等效状态Fig.3 Equivalent states of FIBDC in Buck mode

（3）t2～t3（持续时间为（D-0.5）Ts）：该时段变换器再次工作于状态1。

（4）t3～t4（持续时间为（1-D）Ts）：S3关断，S4开通，变换器工作于状态3，如图3（c）所示。电源VH通过C2和L2对储能单元Vb充电，电感电流iL1经S1的反并联二极管D1反向续流，电感电流iL2反向增加，iL1反向减小，VC1升高，VC2降低。

同理，当变换器的主控管工作在占空比D<0.5时，其等效工作状态将在状态2、状态3 和状态4 之间不断切换，其中状态4 的工作原理为：电源VH经C1和C2对储能单元Vb充电，同时电感L1、L2分别经S1、S2的反并联二极管D1、D2反向续流，电流iL1、iL2都反向减小。

综上可知，悬浮交错双向DC/DC 变换器可以双向工作。

2 FIBDC 性能分析

2.1 电压增益与开关管应力

根据图2 可知，悬浮交错双向DC/DC 变换器存在的电压和电流关系为

设其内部子变换单元占空比均为D，则有

由此可以得到其电压增益Msub为

此时，开关管应力为子变换单元的电容电压，即输入输出电压之和的一半。可见，相较最常见两电平双向DC/DC 变换器，该变换器的增益明显提升，开关应力明显降低。表1 为3 种变换器增益和功率器件承受电压、电流应力的对比，其中Ib为电池侧ib的平均值。

表1 三种变换器性能对比Tab.1 Comparison of performance among three converters

2.2 电流纹波

设单个电感电流波动为ΔiL，低压侧电池电流波动为Δib，则t3时刻各电流分别为

根据式（5）～式（7），可以得到各电流纹波之间的关系为

对比式（8）和式（9）可知，Δib相比于ΔiL明显减小，且当占空比D=0.5 时最小值为0。又由式（2）可知，电池电流等同于在电感电流之和基础上叠加了负的高压侧电流，故其波动值略大于2 个电感电流之和的波动。

2.3 电压纹波

FIBDC 有2 个子变换单元，每个子变换单元的高压侧均有一个滤波电容稳定电压，2 个电容充放电造成各自电容电压波动，从而导致母线电压波动。设2 个电容电压的波动均为ΔVC，高压侧电压波动为ΔVH，结合图4 中t3时刻各电压进行数学分析，其等式为

根据式（10）～式（12），可以得到各电流纹波之间的关系为

由式（13）可见，高压侧母线电压纹波会进一步减小，当占空比D=0.5 时最小值为0。

3 变换器同占空比控制

3.1 典型控制

目前针对悬浮交错DC/DC 变换器的控制主要有以下2 种。

（1）2 个子变换器各自的电容电压与电感电流构成电压和电流双闭环。这种控制方式下母线电压会随着低压侧（输入侧）电压改变而变化，不能稳定。若想得到稳定的母线电压输出，需要实时检测低压侧电压，并修正更新2 个电容电压给定值，这无疑增加了额外的检测成本和计算内容。

（2）单电压双电流控制。将母线电压作为被控对象，电压环的输出作为2 个电感电流环的公共给定，不仅简化了控制，而且不需要其他的变量检测与控制。此种控制方式可以稳定直流母线电压。

当考虑变换器的双向工作控制时，第一种控制方案同样适用，但是其采样数量和调节器的数量偏多；而第二种单电压双电流控制的平均分流会导致系统呈现负阻抗特性[14]，此时系统不稳定，最终出现仅有一相工作的情况。

3.2 同占空比交错控制

基于第2.1 节的分析，本文采用一种更为简单的控制方法，即相同占空比交错控制，将直流母线电压和低压侧电池电流作为控制对象，得到共同的占空比信号，再将驱动信号进行相位交错180°分别发送给2 个子变换单元的主控开关管，具体控制策略如图5 所示。

图5 FIBDC 控制框图Fig.5 Control block diagram of FIBDC

上述控制不仅可以实现每个子模块的高压侧电压跟随和电池的检测与限制，还能保证其内部子变换单元的平衡，控制过程简单。此方法的前提是2 个子变换单元参数无明显差异，而当参数差异过大时，会影响其内部子变换单元的平衡度，在此不做详细论述。

4 实验验证

为了验证FIBDC 及其控制方法的性能，本文搭建了小功率实验平台，如图6 所示，实验系统电路构成如图7 所示。

图6 FIBDC 储能系统实验平台Fig.6 Experimental platform of energy-storage system of FIBDC

图7 实验系统电路构成Fig.7 Circuit composition of experimental system

实验平台主要包括3 个部分：风力发电模拟系统，由电压源与可调电阻串联进行等效，通过调节电阻实施模拟风电系统出力变化；一定功率需求的直流负载；FIBDC 与磷酸铁锂电池构成的储能系统。主电路输出电压的检测采用霍尔电压传感器以获得强电与弱电的隔离。另外，在绘制PCB 时将模拟地线与数字地线分别集中接地并及加入小电感以抑制EMI。霍尔电压传感器采用宇波模块CHV-25P，霍尔电流传感器采用宇波模块LA-50P，IGBT 型号为FGL40N120AND（1 200 V/40 A）。储能系统的主要参数如表2 所示，具体参数计算见文献[14]。

表2 储能系统主要参数Tab.2 Key parameters of energy-storage system

为了验证FIBDC 的双向工作，根据表3 参数进行充、放电实验。

表3 FIBDC 的充、放电实验参数Tab.3 Experimental parameters of charge/discharge of FIBDC

开关管的驱动波形如图8 所示。由图8 可以看出，S1、S3驱动波形互补，S2、S4驱动波形互补；S1和S2驱动波形交错180°，S3和S4驱动波形交错180°，且一个开关周期为50 μs（即开关频率fs=20 kHz）。

若风电模拟系统出力较小，则不足以提供负载所需能量，蓄电池放电以对负载进行能量补充，具体放电实验波形如图9 所示，图中，iw表示风电模拟系统的输出电流。由实验结果可知，直流母线电压VH能够稳定于给定值240 V，各处电流均为正值，蓄电池处于放电状态；随着风电模拟系统出力增加，蓄电池提供的能量减少，其电流也随之降低；FIBDC 内部子变换器的电感电流与电容电压分别相等，说明控制策略可以实现放电模式下高压侧电压稳定、功率调整和内部能量均衡。

图9 FIBDC 放电实验波形Fig.9 Discharge experiment waveforms of FIBDC

当风电模拟系统出力过多时，除给负载供电外还有剩余，此时系统对蓄电池充电，具体实验波形如图10 所示。由图10 可见，电压依然稳定输出，所有电流均反向，蓄电池处于充电状态。随着风电模拟系统出力增加，蓄电池充电电流增加，变换器内部仍平衡工作，说明充电模式下控制策略仍然可以实现高压侧电压跟随、功率调整和内部能量均衡。

图10 FIBDC 充电实验波形Fig.10 Charge experiment waveforms of FIBDC

此外，通过子模块充放电实验结果中的电流波形也可知，低压侧电池电流ib的波动相比于电感电流iL1和iL2波动明显减小，证明FIBDC 结构有利于减小电池侧纹波，这对降低蓄电池充放电过程的发热、延长其使用寿命有重要作用。另外，实验测得在700 W 下电压由75 V 升压至240 V 时的效率约为95%。

5 结语

本文从储能DC/DC 变换器应用于高压大容量场合面临的开关管应力过大以及容量扩展受限的角度出发，通过对比三电平结构以及改进型交错并联结构发现，悬浮交错单向Boost 变换器具有两者共同的优点，因此在此基础上将其拓展为悬浮交错Buck-Boost 双向DC/DC 变换器FIBDC，其电压增益获得到提升，开关管应力降低，输入输出纹波大大减小，并具备多相扩展的独特优势。由于Boost 工作模式与文献[13]类似，所以重点分析了变换器Buck模式下的工作机理。通过公式推导，定量分析了变换器的增益、器件应力以及电压电流纹波之间的联系，验证了其在上述方面的优越性能。以该变换器为核心搭建了储能实验平台，为实现变换器双向工作和支撑直流母线电压，采用以母线电压和电池电流为控制对象的同占空比交错控制策略，既可以保证母线电压稳定，又可以使子变换单元平衡工作，而且控制简单。最后，通过实验验证了该变换器的双向工作性能以及控制方案的有效性。