模块化多电平换流器子模块IGBT损耗优化控制策略

丁红旗，马伏军，徐千鸣，韩 蓉，周发云，郭 鹏

（湖南大学电气与信息工程学院，湖南省长沙市 410082）

0 引言

模块化多电平换流器（modular multilevel converter，MMC）采用低压开关器件实现高压输出，具有模块化设计、功率双向传输等优点，在柔性直流输电及牵引驱动领域得到了广泛应用［1-2］。然而，随着MMC高压、大容量的发展，其可靠性问题逐渐成为设备长期安全稳定运行的重要影响因素之一。换流器的可靠性研究主要分为故障发生前健康管理以及故障后的装置有效保护［3-4］两个方面。据统计，影响换流器可靠性的主要因素有温度、湿度、灰尘、振动等，其中，温度是导致换流器故障的最重要因素，占设备所有故障因素的55%［5］。因此，研究MMC的损耗分布情况以及可靠性改善策略具有重要意义和价值。

目前，已有大量文献针对MMC的损耗分布及可靠性展开了研究。文献［6-8］给出了MMC的损耗计算方法，文献［9］研究了损耗与结温的关系；文献［10］通过对比损耗计算值和PLECS仿真值，验证了热仿真的有效性。目前，针对MMC损耗优化控制方法的研究主要有以下3个方面。

1）在系统层面，以减小系统损耗为目标：文献［11-13］指出环流会增加MMC的损耗，通过环流抑制策略能够减小换流器的损耗；文献［14］指出通过对注入2倍频环流的幅值和初相角的适当选择，可以实现系统的损耗最优；文献［15］对比了3种环流注入方案对损耗的影响，提出了优化损耗的混合环流注入策略，并完成环流的幅值和相角设计；文献［16］从调制角度出发，利用不连续调制策略减小了器件损耗和电压波动。

2）在子模块层面，通过采用控制算法以实现子模块之间损耗的一致性为目标：文献［17］指出子模块之间的参数不一致（如子模块电容容值不同），将引起子模块之间的损耗不平衡，导致子模块的温度分布不均加剧；文献［18-20］针对参数不均匀导致的子模块间的损耗差异问题，将结温引入子模块电容电压排序代价函数中，通过设置结温权重来实现子模块之间的热平衡控制；针对MMC低开关频率和参数失配带来的损耗不一致问题，文献［21］提出了一种折衷开关损耗与电压平衡的控制策略；除此之外，文献［22］提出了一种控制子模块电容器电压来实现子模块间的损耗和热平衡的控制方法，同时保持子模块电容器电压的总和在恒定值，以此来保证直流链电压恒定；文献［23］中提到MMC子模块间的总通态损耗具有自平衡能力，需关注子模块间的开关损耗不平衡问题。

3）在子模块器件层面，以实现子模块内部器件之间的损耗平衡为目标：文献［24］通过增加外部旁路器件——双向晶闸管，主动轮询并旁路子模块，实现子模块的动态冗余，改善了子模块内部器件的损耗分布，但其控制策略的实现需要额外硬件。文献［25］通过借助冗余子模块，正常运行时降低所有子模块的电压，而故障时增加所有正常子模块的电压，达到改善子模块下管绝缘栅双极型晶体管（IGBT）损耗的目的。

可以看出，上述1）、2）中关于系统层面及MMC不同子模块之间的损耗分析与改善策略的研究相对较多，且比较成熟；而3）中关于器件层面损耗优化的研究则相对较少，并且子模块器件损耗分布差异导致热应力不均，将引起累积损伤不同，损伤最严重的器件寿命最短，而其寿命决定着模块的整体可靠性。因此，从MMC子模块内部器件层面研究损耗分布及优化策略具有重要意义。本文针对子模块内部损耗分布不均衡问题，对器件的损耗分布特征进行了分析，揭示了子模块内部损耗不平衡的原因。在此基础上提出一种MMC子模块IGBT损耗优化控制策略。最后，采用MATLAB/PLECS热-电联合仿真对所提控制策略进行了验证，仿真结果和器件寿命计算结果验证了所提控制策略的有效性。

1 MMC拓扑结构及数学模型

1.1 MMC拓扑结构

单相MMC的主电路拓扑结构如图1所示。可以看出，MMC包含2个相单元，每个相单元由上下2个桥臂构成，每个桥臂由N个子模块（SMi，i=1，2，…，N）串联组成。A、B分别为a、b相桥臂的输出中点，并接至交流电网。

图1 MMC的拓扑结构Fig.1 Topology of MMC

图1中：Udc为总直流侧电压；ipx、inx（x=a，b）分别为x相上下桥臂的桥臂电流；izx（x=a，b）为桥臂环流；Idc为总直流侧电流；upx、unx（x=a，b）分别为x相上下桥臂子模块级联输出电压；us为交流电网电压；is为网侧电流；LA、LB为桥臂电感（LA=LB=L）；RG和LG分别为交流电网侧的电阻和电感；T1、T2分别为子模块的上下管；D1、D2为子模块IGBT的反向并联二极管；CSMi为子模块的电容。

1.2 MMC的数学模型

由图1及电路定理可得MMC的KVL、KCL方程如下：

式中：uAO为a相单元中点与直流电压中点电位差。

桥臂电流及环流有以下表达式：

结合式（1）、式（2），可得到数学模型如下：

忽略电感上的压降，进一步可以得到：

从其数学模型可以看出，通过控制上下桥臂的差模电压（unx-upx）和共模电压（unx+upx），即可控制换流器交流电网侧电流和直流侧功率，从而实现交直流侧的功率传输。

2 MMC子模块器件可靠性分析

2.1 MMC子模块器件损耗计算

第1章中分析了MMC的数学模型，可以看出，MMC正常工作时（以单位功率因数逆变为例），桥臂电流中均存在直流分量（单相桥臂直流分量为Idc/2），且电流正半周期时间大于负半周期时间，子模块的输出电压和电流关系如附录A图A1所示。

在开关函数S=0的情况下：当ipx＜0时，电流流经二极管D2，电容被旁路，如附录A图A1（a）所示。当ipx＞0时，电流经T2管流通，电容被旁路，如图A1（c）所示。在开关函数S=1的情况下：当ipx＞0时，电流流经二极管D2给直流侧电容充电，如图A1（b）所示；当ipx＜0时，电流经T1给电容放电，如图A1（d）所示。

为进一步研究MMC的子模块损耗分布情况，本文以上桥臂子模块为例，分别就MMC子模块的开关管通态损耗Pss，T、开关损耗Psw以及二极管的通态损耗Pss，D和反向恢复损耗Prec进行计算，推导各部分损耗的表达式。在中压驱动领域，通常采用载波移相调制来保证网侧的电流畸变率。但是载波移相调制需要生成大量的载波。而单载波调制可以在改善网侧电能质量的同时兼顾开关均衡分配，故本文采用单载波调制。

在单载波调制下，子模块的上下管的占空比分别为：

式中：m为电压调制比；ω为电网角频率。

桥臂电流为：

式中：Is为网侧电流峰值；φ为网侧电压/电流功率因数角。

为便于计算，不妨设IGBT的通态压降与二极管的通态压降相同且均为VCE，on，将式（5）—式（7）代入损耗表达式中［24］，可得T1、D2、T2、D1管的通态损耗值分别为：

式中：T为工频周期。

考虑到交直流侧的功率相等，则有：

式中：Us为网侧交流电压幅值。

本文定义电压调制比m=Us/Udc，进一步可得：

θ为桥臂电流过零点的角度，故其值为：

联立式（5）—式（11）可以得到子模块各半导体器件的通态损耗。

IGBT的开关损耗与其导通电流、结温、直流电压等因素有关，其中一个开关周期的平均开通和关断损耗可表示为：

式 中：fsw为开关频率；Eon为器 件开通 能量；Eoff为器件关断能量；IT为器件关断电流；UN、IN分别为器件手册额定测试条件下的直流侧电压和关断电流；KRg，on、KRg，off为 门 级 驱 动 电 阻 的 影 响 系 数；KTj，I为 温度系数，表现为结温对开关损耗的影响［9］。

总开关损耗为：

二极管的反向恢复损耗计算与式（13）类似，不再赘述。

2.2 MMC子模块器件损耗分析

根据2.1节中MMC子模块的通态损耗及开关损耗的计算公式，针对满载逆变工况（参数见附录A表A1），通过计算获得MMC的子模块损耗分布情况统计图，如附录A图A2所示。从图A2可以看出，在单载波调制策略下，MMC子模块器件的通态损耗均大于开关损耗，且各管的通态损耗近似大于开关损耗的3倍。因此，通态损耗在损耗中占主导地位。并且，子模块器件损耗不一致，其中T2管的损耗最高，D2管的损耗最低。而上下管IGBT的损耗差距较大，这将导致上下管IGBT的结温差距大，不利于子模块内部的一致性。

产生附录A图A2所示损耗分布的本质原因是由于MMC处于逆变工况时，在桥臂电流的直流分量作用下，桥臂电流的正半周期时间长，而正半周期电流的路径主要流经D1和T2。因此，D1和T2的通态损耗更大。而对于开关损耗而言，由于MMC拓扑结构采用多模块级联形式，通过较低的载波频率即可获得较高频的桥臂电压输出，且本文采用单载波调制，各子模块的开关频率为载波频率的1/N，因此，单个子模块内部各器件的开关损耗占比较低。

为了进一步获得不同功率因数下的通态损耗分布情况，将式（8）中各器件的损耗进行标幺化处理。选取基准功率为PB=IsVCE，on/（4T），并绘制通态损耗与系统功率因数的关系曲线如附录A图A3所示。从图A3可以看出，功率因数为±1时，子模块通态损耗不均匀程度最高；随着功率因数的降低，不均匀程度减轻。当功率因数为零时（即桥臂电流的直流分量为零），子模块上下管IGBT的通态损耗相同，此时上下管IGBT的损耗一致性最好。因此，本文针对功率因数较高的逆变工况，对子模块IGBT的损耗不一致的情况进行改善。

2.3 MMC子模块器件寿命计算

为了分析器件损耗产生的热应力对寿命的影响程度，本文对MMC子模块器件的寿命进行计算。具体步骤如下，采用雨流计数法［26-27］统计出半导体器件承受的热载荷种类及每种热载荷的循环次数；然后，由寿命模型计算出每种热载荷下半导体器件可以承受的总循环次数；最后，根据Miner线性累积损伤理论估算半导体器件的期望寿命。

本文选择解析模型Bayerer寿命模型用于计算MMC器件的寿命，寿命模型如式（14）所示［27］。

式中：Nf为失效前循环次数；ΔTj为器件结温的波动值；Tjm为器件的平均结温；ton为升温时间；I为流过器件的电流；Dj为键合线直径；V为电压等级（阻断电压除以100）；K、β1至β6为拟合系数，可以通过加速老化实验获取。

半导体器件在不同时间尺度以及不同摆幅的热应力工况下，一般采用损伤累积理论来确定半导体器件的寿命情况。而在累积损伤理论中，Miner法视损伤为均匀的，计算简单，方便应用。所以半导体器件的寿命评估广泛采用了Miner线性累积损伤理论，如式（15）所示：

式中：D为累积损伤程度；ni为第i种载荷热循环次数；Nfi为在第i种热循环下致使半导体器件失效的总循环次数；p为器件热循环种数。

因此，通过累积损伤可以得到器件的寿命为：

3 优化损耗分布控制策略

第2章已经分析了MMC单个子模块内部损耗的分布情况，得出逆变工况下通态损耗在总损耗中占主要部分的结论。因此，本章主要针对子模块内部的通态损耗，提出优化子模块IGBT损耗分布的控制策略。

3.1 改善子模块损耗分布措施

改善子模块IGBT通态损耗通常有2种途径：①改变通态电流；②改变导通时间。MMC逆变运行时，桥臂电流是由负载功率或电网需求功率决定的，通过改变通态电流大小进行损耗控制的思路可行性不高。因此，本文着重研究了通过改变导通时间来实现子模块损耗优化分布的控制策略。

附录A图A4为MMC的a相上桥臂，为了保证在改变导通时间改善子模块损耗分布的同时，不影响MMC交流侧以及直流侧的外电路特性，即需要保持单桥臂的upx不变，故可得：

式中：uci（i=1，2，…，N）为各个子模块的输出电压。

若使得uci保持不变，则可以保证整个输出电压upx保持不变，且外电路特性不受影响。因此，以上桥臂为例，对单个子模块进行分析：

式中：udci为子模块的电容电压。

在子模块调制信号中叠加修正量Δur，p，为保证子模块的输出电压不变，则子模块的电容电压相应调整为u′dci，因此，得到加入修正量的表达式如式（20）所示。

其 中，令u′dci=kudci，u′dci为 优 化 损 耗 分 布 后 的 直流电压，k定义为子模块电容电压跌落系数。令式（18）与式（20）相等，可以求出对应的修正量Δur，p的表达式如下：

同理，可得到下桥臂调制波叠加量：

为进一步直观地对比叠加修正量前后调制信号及子模块脉冲的变化，绘制了图2所示的子模块损耗优化前后的波形。图2（a）为桥臂电流波形，当电流大于零，电流流经T2或D1；当电流小于零，电流流经T1或D2。图2（b）为优化前调制波ur，pa、优化后调制波u′r，pa以及载波fc/N的波形（fc为单载波频率）；图2（c）为优化前的T1管脉冲信号T1，pulse和优化后的T1管脉冲信号T′1，pulse，其中灰色阴影表示优化前后脉冲宽度变化的部分。可以看出，在损耗优化前后，子模块T1管的脉冲宽度向两边拓展，从而实现子模块T1管的导通时间增加；而在同一子模块内部，由于上下管IGBT脉冲互补，因此，必然使得下管T2的导通时间减小。

图2 损耗分布优化前后调制信号及脉冲信号波形Fig.2 Waveforms of modulation and pulse signals before and after loss distribution optimization

为保证能够有效调节子模块IGBT损耗分布且保证MMC交直流输出特性，需要对子模块调制信号按以下2个方面进行约束。

1）避免系统过调

由于系统的载波值在0～1之间，因此，叠加修正量后的调制波幅值不能超过1，避免引起过调制，即：

由此，得到k的范围为：

2）子模块电容电压波动约束

在相同的输出功率下，由于子模块电容电压波动会受到平均电容电压的影响，而优化子模块IGBT损耗分布会带来子模块电压跌落，电压跌落又会引起子模块电容电压的波动增大（详见第4章仿真结果）。子模块电容电压不宜波动太大，否则不利于换流器的稳定运行。因此，子模块电压跌落系数k与子模块电容电压的波动u˜pa满足如下关系：

由式（25）绘制不同k值下的电容电压波动曲线，如附录A图A5所示。可以看出，随着电压跌落系数k的增大，子模块电容电压的波动值减小，k=1时，即未加优化控制策略时，电压波动最小。在电容电压波动15%时，记录此时所对应的跌落系数k1。

综合式（24）和式（25），可以得到电压跌落系数k的最优取值为：

为了验证本文所提的IGBT损耗优化的电压跌落系数取值最优，以a相上桥臂子模块为例，给出如下证明。

叠加修正量Δur，p后，得到T1管的占空比为：

将其代入损耗表达式（8）中，可得到T1管修正后的损耗值为：

损耗表达式中仅分母中含k值，因此，在区间［k，1］上，函数单调递减，在k处取得最大值。

叠加修正量Δur，p后，得到T2管的占空比为：

考虑到本文研究的是单位功率因数逆变的工况，故cosφ=1，因此，化简得到：

求导可得：

综合①、②可得，在未叠加修正量时（k=1），T1与T2管的损耗偏差最大；当叠加修正量时（k≠1），在区间［k，1］左边界T1与T2管的损耗偏差最小，最优k值由式（26）确定。

综上所述，可得到上下桥臂的输出电压为：

从式（33）可以看出，通过在各个子模块的调制信 号 中 叠 加 相 应 的 分 量Δur，p、Δur，n，可 以 增 加T1管的导通时间，减小T2管的导通时间，而不改变整个桥臂输出电压，故以此来实现上下管损耗的优化分布。需要说明的是，本文在平衡子模块IGBT损耗的同时，会对二极管损耗分布带来影响。但相对于IGBT而言，由于二极管热性能好、失效率低［19，28］，故本文只考虑子模块IGBT的损耗分布。

3.2 损耗优化控制策略

根据3.1节改善子模块IGBT损耗分布策略的讨论，提出了一种MMC子模块IGBT损耗优化控制方法，图3为MMC的系统控制框图，主要包括5个部分：锁相及dq变换、dq解耦控制、环流抑制、IGBT损耗优化控制及单载波调制［29］和电容电压平衡 控 制。图3中：icir，d、icir，q、ucir，d、ucir，q分 别 为2倍 频 电流和电压的d、q轴分量；npa、nna、npb、npb为各桥臂投入子模块的个数。

图3 MMC的系统控制框图Fig.3 Block diagram of system control for MMC

交流电网侧电压us通过锁相环（PLL）可以得到角频率ω，从而可以使网侧电压us和网侧电流is通过dq变换得到usd、usq和isd、isq；有功电流和无功电流的参考值irefd和irefq经过比例-积分（PI）控制器及dq解耦控制，可得到dq坐标系下的有功、无功电压调制信号urd、urq。将dq坐标下调制信号转换成瞬时值的调制波ur：

由调制波ur进一步可以得到各个桥臂的调制波信 号，分 别 计 算a、b相 上 下 桥 臂 的 调 制 波ur，pa、ur，na、ur，pb、ur，nb。再通过系统参数确定电压调制比m，并就式（25）电压波动的范围，确定电压波动最大值条件下对应的临界电压跌落系数k1，并比较k1与（1+m）/2的大小，并选取两者中的较大值为最优电压跌落系数kopt，并将最优跌落系数k代入式（21）、式（22）中，计算各个桥臂调制波的修正量。为优化子模块内部上下管IGBT的损耗，将计算的修正量与各桥臂的调制波进行叠加，即可得到修正后的桥臂调制波信号：

式中：Δu′r，y=Δur，ykudci（y=p，n）。

获取各个桥臂的调制信号后，采用单载波调制策略进行调制：将各个调制波信号通过floor函数向下取整，得到调制信号的整数部分，将原调制信号与整数部分作差，进一步得到调制波的小数部分；将小数部分与三角载波比较，进而得到0、1信号，将整数部分与其叠加，即可得到该时刻上下桥臂需要投入子模块的个数。

为保证各个子模块电容电压平衡，并且为了减小每个周期子模块的动作次数，极大地减小换流器开关损耗，排除开关损耗的引入导致其占比过多的影响，本文采用增量式电容电压排序方法：分别采样各桥臂的直流电压udc1，udc2，…，udcN，并将其按电压由低至高进行排序；采样桥臂电流信号ipx（x=a，b），若ipx＞0，比较本时刻和上一时刻投入模块数的增量，当模块数增量ΔN＞0时，选取电压低的且状态不为1的ΔN个子模块投入，当模块数增量ΔN＜0时，选取电压高的且状态不为0的| |ΔN个子模块切除；若ipx＜0，比较本时刻和上一时刻投入模块数的增量，当模块数增量ΔN＞0时，选取电压高的且状态不为1的ΔN个子模块投入，当模块数增量ΔN＜0时，选取电压低的且状态不为0的| |ΔN个子模块切除。按上述规则产生各桥臂的脉冲信号Pulse 1至PulseN。

4 仿真分析

为验证上述控制策略的可行性，本文在MATLAB/PLECS联合仿真平台上搭建了如图1所示的MMC逆变并网的仿真模型。选用型号为FF150R17ME3G的IGBT模块，将器件的数据手册中的热参数导入PLECS模型中，进行热-电联合仿真，并对所提的优化控制策略进行仿真验证。仿真模型的主要参数见附录A表A1。

4.1 损耗优化控制前后的MMC输出特性

为观察所提控制策略对MMC输出性能的影响，对比控制前后的输出波形。附录A图A6和图A7分别为加入优化控制策略前后网侧电压/电流、桥臂电流及子模块电容电压波形。可以看出，MMC的外电路特性（交流侧电压/电流、直流侧电压/电流）未发生明显变化，网侧电压/电流反向，MMC处于逆变工作模式，实现单位功率因数运行，电流总谐波畸变率（THD）稍有变化（由1.65%减小至1.3%），且桥臂2倍频环流均得到了很好的抑制，抑制了2倍频环流也会使子模块功率器件上的损耗得到改善，有利于装置效率的提升。唯一不同的是，优化前后子模块的电容电压变化，但子模块的电压变化并不影响直流侧总直流电压、电流值。而对于各个子模块来说，子模块电容电压的稳压是依靠电容电压排序来完成的，通过增量式的电容电压排序策略，可以保证各个子模块间的电容电压平衡。

图4所示为加入损耗优化控制前后的动态过程。图4（a）至（c）分别为网侧电压、电流波形，各子模块电容电压波形，以及总直流侧电流Idc的波形。在2～3 s未施加IGBT损耗分布优化控制，t=3 s时，调制信号中开始叠加修正量，随着叠加量的变化，子模块的电容电压逐渐减小，总直流电流经过小的波动后又恢复到原始值。此外，可以明显发现在施加损耗优化分布前后，子模块电容电压波动有所增加，优化前为79 V，优化后波动为101 V。

图4 损耗分布优化前后动态波形Fig.4 Dynamic waveforms before and after loss distribution optimization

4.2 所提控制策略下的器件损耗、结温及寿命分析

为进一步说明所提子模块IGBT损耗优化控制策略的有效性，仿真对比分析了各开关器件损耗和结温的分布情况。附录A图A8为优化控制前后上下管IGBT的电流波形，可以看出，优化前T1管的通态时间及电流值均小于T2，子模块内明显存在热应力不均匀的问题。而优化后，T1管导通时间增大，而T2管的导通时间减小。也即，T1管的导通损耗增加，而T2管的导通损耗减小，因此，T1和T2之间的损耗不均匀问题得到了一定程度的改善。

为了更好地对比控制前后子模块损耗的值，统计获得了优化控制前后同一个子模块内部的IGBT和二极管的通态、开关损耗及总损耗的变化直方图，如附录A图A9所示。由图A9（a）可以看出，与未加入优化控制相比，加入优化控制后，T1、T2、D1、D2管的通态损耗变化分别为10.04、-10.80、11.00、-8.72 W，开关损耗变化分别为-2.41、-2.92、-0.20、-0.32 W。对比图A9（b）中总损耗：T1管增加7.63 W，T2管减小13.72 W，D1管增加10.8 W，D2管减小9.04 W。可以看出，对于二极管而言，上下管的损耗差异增大，损耗有所加剧，而上下管IGBT的损耗差异减小，分布更加均衡，损耗得到改善。

提取优化前后的MMC子模块上下管器件的结温如图5所示。可以看出，采用本文所提优化控制策略，上下管的IGBT结温不均匀程度得到很大程度的改善，结温差从8℃降低至5℃，改善了37.5%。而与此同时，上下管的二极管结温不均匀程度受到了一定的影响，结温差从5℃提高到9℃，但是与IGBT相比，二极管的热性能更好，且平均温度相对较低，故对子模块整体寿命影响更大的是IGBT。为了更好地验证所提控制策略对子模块IGBT寿命的改善程度和对二极管的影响，采用2.3节所述方法分别对器件进行寿命计算。以器件T2为例，对其结温进行雨流统计，得到热载荷的循环次数ni，利用Bayerer模型参数［30］，再由式（14）计算失效次数Nf，且由式（16）计算器件的寿命LC。

图5 优化控制前后结温对比Fig.5 Comparison of junction temperature before and after optimization

最终得到优化前后的器件寿命结果对比如表1所示。从寿命计算结果可以看出，优化前MMC子模块中寿命最低的是T2管，也就是说，此时决定该模块是否失效的核心器件本质上为T2管。而优化后，T2管寿命得到了一定的提升，从39.166 3年提升到了54.336 4年，寿命提高了38.7%，也即模块整体的寿命提高了38.7%，验证了本文所提控制对MMC子模块寿命的改善效果。这里需要说明的是，虽然二极管的寿命差值变大了，但是由于二极管本身寿命较长，因此不对模块整体寿命产生影响。

表1 优化前后的器件寿命对比Table 1 Comparison of device lifetime before and after optimization

5 结语

本文针对MMC子模块内部器件损耗不均匀的现象，分析导致模块可靠性低的原因，提出了一种改善上下管IGBT损耗分布的优化控制策略。通过在调制波中叠加修正量，使上管IGBT通态时间增加，下管IGBT通态时间减小，从而优化子模块内IGBT损耗的分布特性。MATLAB/PLECS热-电联合仿真和寿命计算结果表明：所提优化策略能有效改善上下管IGBT的损耗分布，减小上下管IGBT结温差异，提升装置的寿命，对大功率MMC的可靠性设计具有实际应用价值。

需要注意的是，本文研究是基于MMC环流抑制情况下展开的。在低频电机驱动场合，为减小子模块电压波动会采用注入环流的方式，为此，下一步将综合考虑环流注入给系统损耗带来的影响而开展研究。

附录见本刊网络版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），扫英文摘要后二维码可以阅读网络全文。