一种新型S频段波导双工器的小型化设计 *

王 珂 ，刘 熠，王万玉

(1.中国电子科技集团公司第三十九研究所，西安 710065；2.中国科学院空天信息创新研究院，北京 100094)

0 引 言

双工器在微波通信系统中有着广泛的应用，波导双工器具有Q值高、插入损耗小、耐功率等优点[1]，因此具有重要的研究意义。随着通信技术的不断发展，空间频谱资源日益紧张，通信系统中接收和发射频率间隔越来越近，这就导致双工器尺寸很大，很难应用于空间受限的情况，设计、研制难度大[2-3]。

早期对于无源微波器件设计的方法是等效电路法[4]，该方法通过一些简化的等效电路模型近似分析微波器件中复杂的电磁场问题，但设计出来的器件精度不高，调试难度较大。近年来随着计算机技术的发展，微波器件的设计方法采用基于时域有限差分和矩量法[5]，但对于复杂结构该设计方法受制于网格剖分较大，效率较低。对于规则变化的微波器件，模式匹配法是一种非常精确的解析计算方法[6]，它考虑了波导不连续处高次模的耦合问题，对于规则模型的计算具有极高效率和精度。

为解决收发频率间隔较近的双工器尺寸较大问题，本文设计了一种波导宽边变化的滤波器结构，该结构可实现在较窄的频段内端口隔离度陡峭下降的特性，并利用矩形波导宽边变化模式匹配法结合优化算法，设计了分别工作于2.025～2.12 GHz和2.2～2.3 GHz，同时互相工作频率的隔离度达到90 dB的两个滤波器。利用HFSS与模式匹配法联合仿真设计并研制了接收频率为2.2～2.3 GHz、发射频率为2.025～2.12 GHz的双工器，该双工器在工作频段回波损耗均小于等于-20 dB，隔离度大于等于85 dB，整体长度小于700 mm，满足工程使用需求。

1 波导宽边变化模式匹配法设计理论

模式匹配法的关键在于计算波导不连续处的广义散射矩阵，该矩阵通过匹配不连续处电场和磁场的切向分量而获得[5]。图1是本文采用的矩形波导宽边不连续结构模型。

图1 矩形波导宽边不连续模型

矩形波导主模TE10模式激励时，会在不连续处产生TEmn及TMmn模式，TE模式及TM模式的下标分别为mh、nh和me、ne,即TEmhnh、TMmene。设p和q代表波导I区和II区中第p和第q个模式。

由于波导宽边变化模型是对称模型，因此取m=1,3,5…和n=2,4,6…等对称模式，这样可以减小矩阵的维度，提高计算效率。δ是科罗迪克函数，是考虑到m和n为0时的系数补偿。

首先,可以得到I区和II区的本征函数表达式：

(1)

(2)

(3)

(4)

其次，利用I区和II区的本征函数可以得到模式之间的耦合矩阵M。

(5)

(6)

(7)

(8)

式(5)～(8)中：积分面积dS为I区域与II区域交接面区域;Q是功率归一化系数,

a是图1中波导的宽边长度，b1和b2分别是波导窄边长度，Z与Y是波导特征阻抗与特征导纳，kc是介质波数。

耦合矩阵M表示为

(9)

求得上述表达式后，对表达式进行化简和降维，节约计算时间，可以得到广义散射矩阵：

S11=-(U+MMT)-1(U-MMT)，

(10)

S12=2(U+MMT)-1M，

(11)

S21=MT[U+(U+MMT)(U-MMT)]，

(12)

S22=U-M(U+MMT)-1MT。

(13)

最后，求得波导宽边不连续变化的广义散射矩阵之后，需要对不同的结构求得的广义散射矩阵级联从而得到整个器件的S参数。利用微波网络的知识可以得到两个两端口网络级联公式如下：

(14)

(15)

(16)

(17)

2 波导滤波器的设计

双工器性能的好坏在于滤波器的设计，任意双工器需要设计低通和高通两个滤波器。传统滤波器是图2所示的宽边加载膜片形式，膜片加载等效LC电路并联，且滤波器腔体长度约λ/2，因此，若要实现85 dB隔离度需要至少15节腔体，滤波器总长度至少1 000 mm[7]。该形式不能满足双工器小型化的要求，因此必须设计在阻带具有传输零点形式的滤波器，才能保证结构紧凑。

图2 传统膜片式滤波器模型及计算结果

常规传输零点滤波器是通过谐振腔结构实现的，通过提取谐振腔传输参数、构造等效电路、拟合传输曲线而成[8-9]。构建传输零点就是在阻带内构造传输零点结构，通过在不同频率点构造传输零点从而形成阻带。该方法基于电路理论，设计出来的滤波器调试工作量较大。

为了实现较大隔离度滤波器的小型化设计，本文利用图3所示的波导λ/4变换段构造阻带内传输零点。对波导宽边开槽，槽深约为隔离频点的λ/4，这样波导传输路径可以看作是短路结构变为开路结构，在该频点传输S12曲线会形成陡峭下降的零点，其仿真曲线如图3所示。

图3 滤波结构及其计算结果

构造若干图3所示滤波结构，使这些结构传输零点覆盖整个阻带范围，这样就能在一定频带内实现较大隔离。对于滤波器的通带来说，同样在波导宽边开槽，不同的槽深用于匹配λ/4带来的阻抗变化，从而实现滤波器的通带滤波、阻带隔离特性。

基于上述思想，构建了图4所示的模型。该滤波器模型完全由波导宽边变化产生，属于带通滤波器，对于低通和高通滤波器都可以用图4所示模型得到。

图4 带通滤波器模型

图4模型为滤波器侧视图，滤波器采用BJ22标准波导(a=109.22 mm，b=54.61 mm)，凹凸部分为波导宽边变化，凸起部分参数命名为Bu_1，Bu_2，Bu_3,…,Bu_7，Bu_8，Bu_9，凹陷部分命名为Bl_1，Bl_2，Bl_3,…,Bl_6，Bl_7，Bl_8，凸起部分波导长度为Lu，凹陷部分长度为Ll，模型关于虚线对称。

由于该带通滤波器只存在矩形波导宽边变化且变化数量较多，传统电磁学计算方法对该模型计算效率极低，因此对此模型采用模式匹配法分析计算，这样既可以保证精度又可以提高计算效率。初步计算发现凸起部分的数量越多，滤波器隔离度越大且下降越陡峭。模型参数具有线性变化的关系，我们利用罚函数法对该滤波器进行优化设计，设计了高通和低通两个滤波器，滤波器的具体尺寸分别见表1和表2，图5与图6是模式匹配法计算的结果(实线为S11，虚线为S12)与有限元法计算的结果对比。

表1 低通滤波器参数值

表2 高通滤波器参数值

(a)模式匹配法

(b)有限元法图5 低通滤波器计算结果

(a)模式匹配法

(b)有限元法图6 高通滤波器计算结果

从图5与图6中可以看出，有限元法与模式匹配法计算结果较为吻合，两个滤波器在滤波频段回波损耗均小于等于-30 dB，在隔离频段隔离度均大于等于85 dB。在隔离频段由于λ/4谐振腔结构的存在，产生了若干传输零点。需要说明的是，由于该模型较为复杂，使用有限元法计算时受网格剖分影响很大，因此计算结构与模式匹配法计算结构略有出入，但两种方法的计算结果均满足滤波器指标要求。

仿真结果证明这种结构的滤波器模型可以用于通阻带频带比间隔较近的情况。从仿真计算时间来看，有限元法需要大量的剖分网格数量，而模式匹配法计算则很高效，仿真该滤波器模型，HFSS软件需要10 min以上，模式匹配法计算仅需要10 s左右。此外，高通和低通滤波器的整体尺寸均小于等于600 mm，与传统滤波器相比长度大大减小。

3 波导双工器的设计与研制

分别设计完低通和高通滤波器之后，利用HFSS有限元法仿真软件与模式匹配法联合仿真优化设计双工器。先用有限元法仿真提取T型接头三个端口的S参数，然后将两个两端口滤波器与T型接头级联得到双工器初始模型，最后再用优化算法进行优化设计。整个模型的参数约80个，使用有限元法优化该模型几乎是不可能的。用模式匹配法和有限元法联合仿真，大大缩短了计算的时间，使得优化该模型成为可能。

经过计算，得到一组理想双工器仿真结果，模型如图7所示。将结果在HFSS软件中建模仿真，图8为模式匹配法与有限元法计算得到的双工器计算结果，图中实线为公共口的驻波，虚线为收发端口隔离度，可以看到在接收和发射频段，公共口的回波损耗均小于等于-20 dB，收频对发频以及发频对收频的隔离度均大于等于85 dB。仿真结果说明该双工器性能较好，满足实际使用要求。此外，该双工器整体长度小于700 mm，实现了双工器的小型化特性。

图7 双工器模型示意图

(a)模式匹配法

(b)有限元法图8 双工器计算结果

对该双工器进行了研制和测试，利用矢量网络分析仪对该双工器的指标进行了测试，图9是双工器的实物图片与测试结果，可以看到该测试结果与仿真结果吻合较好，接收端口和发射端口在工作频段驻波均小于等于-20 dB，与公共口隔离度均大于等于85 dB，测试结果与模式匹配法的计算结果一致性较高。仪器的测试动态范围使得隔离度的测试结果略有偏差。

图9 双工器实物与测试结果

本文设计的双工器与已有同类型双工器从尺寸、损耗、功率容量的指标对比，结果如表3所示，可以看出该双工器性能良好。

表3 不同类型双工器对比结果

4 结 论

本文利用模式匹配法与有限元法联合仿真计算，设计并研制了一种新型S频段双工器，该双工器接收频率为2.2～2.3 GHz，发射频率为2.025～2.12 GHz，在工作频带内，回波损耗小于等于-20 dB，端口隔离度大于等于85 dB。由于接收和发射频率间隔较近，本文提出波导宽边采取λ/4谐振腔结构，在阻带内形成传输零点，这一结构实现了较近频率间隔的高端口隔离度，大大缩短了滤波器尺寸，从而减小了双工器的整体尺寸。该双工器采用波导形式，可以用于高功率的环境中。