空间矢量脉冲宽度调制整流器试验平台研制

李俊扬

(核工业理化工程研究院 电控技术研究所，天津 300180)

对于大型实验系统或工厂应用，稳定可靠的专用变频器是保证系统运行过程正常高效的必要条件，而专用变频器分为两大部分，整流器和逆变器。整流器为逆变器提供稳定的直流电源，同时提高系统功率因数，降低对电网谐波污染和功耗。可控的整流器还能在专用电源故障时，将装置产生的反电势回馈给电网，避免专用设备的损坏。专用变频器整流装置最初是由可控硅组成的一个非线性电路，会在电网中产生大量的电流谐波,电流失真度高，功率因数一般低于0.8。采用多重化整流的方式可大幅降低电流谐波，但是仍属于不可控整流，直流电压受电网波动影响大。且功率整流器对直流电压的稳定性要求更高，不宜采用不可控的整流方式。采用脉冲宽度调制(pulse width modulation, PWM)技术的整流器，可对直流电压和网侧电流进行控制，可以消除大部分电流谐波，实现网侧电流正弦化，且运行于单位功率因数，真正实现 “绿色电能变换”，尤其是大量使用时能大大减少对电网的污染，因此不需要加装电流谐波滤波器及功率因数补偿装置，从而降低运行成本。

原300 kW变频器的整流器采用正弦脉宽调制(SPWM)控制方式，较好地实现了整流器的性能指标，但采用空间矢量脉宽调制(SVPWM)技术控制的整流器具有更突出的优点[1]：(1) 电压利用率高。SVPWM控制比SPWM控制的电压利用率高15.4%，相同直流电压条件下，由于直流电压利用率的提高，可提高PWM整流器网侧电压，从而相对减小了PWM整流器网侧电流，运行效率高，降低了网侧及功率管通态损耗。(2) 开关频率低。在相同波形品质条件下，SVPWM控制比SPWM控制的开关频率更低，平均约降低30%，有效降低了功率开关器件的开关损耗。(3) 动态性能好。SVPWM控制比SPWM控制拥有更好的动态性能，采用SVPWM进行电流控制时，根据被跟踪的电流矢量，可以优化选择三相电压空间矢量，进行PWM电流的跟踪控制，在相对低的开关频率条件下更好的跟踪电流指令。

设计可以无差跟踪电压相位的锁相环和抑制整流器启动时刻的电压冲击是基于SVPWM算法的整流器亟待解决的问题。开展SVPWM整流器试验平台研制，软件应用SVPWM技术，采用固定开关频率双闭环电流控制策略。从控制方法研究、仿真分析和主控芯片的控制程序设计，验证SVPWM整流器的可行性。

1 整流器试验平台设计

1.1 总体设计

SVPWM整流器试验平台为电压型PWM整流器，系统结构示于图1。主电路采用三相桥式结构，交流侧采用三相对称的无中线连接方式，三相全桥电路由电抗器Li(i=a,b,c)、六个功率开关管IGBT反并联续流二级管、滤波电容C及负载电阻R组成。电感用于滤除网侧谐波电流；采用适当的控制策略控制桥臂上6个开关管，改变开关元件触发信号的相位及各脉冲宽度，实现对网侧电流的控制；直流侧采用电容进行直流储能，从而使整流器直流侧呈低阻抗的电压源特性，保持直流电压稳定[2]。

控制系统主要包括三部分：供电板、整流器主控板、触摸屏。供电板将整流器输出直流母线上的高压直流电转换为+24 V直流电，为整流器控制板供电。整流器主控板为整流器的控制核心，以数字信号处理器(DSP)TMS320F28335为核心, 主频高达150 MHz，具有强大的信号处理能力和丰富的外部单元，可以实现整流器的控制算法和控制功能。触摸屏实现整流器运行参数实时显示、在线调试。

1.2 控制系统硬件设计

整流器试验平台核心控制芯片选用的是美国TI公司32位的TMS320F28335数字信号处理器(DSP)，主频高达150 MHz，具有强大的信号处理能力；提供了丰富的外部单元，集成常用的外围设备如：模拟量数字量(A/D)转换、PWM脉冲输出以及数字量输入输出(GPIO)等，因此控制系统可以用较少的外围设备就可以实现[3]。

整流器试验平台的控制系统硬件电路包括五部分：供电设计、DSP芯片外围设计、信号采集与检测电路、PWM脉冲驱动接口、通讯接口等。

供电设计。将+24 V转换成+5 V、±15 V、3.3 V、+1.9 V等多种类型电源，为控制电路供电。

DSP芯片及外围电路设计。采用主频150 MHz的TMS320x28335芯片进行信号处理，完成控制算法处理与工作流程控制。

信号采集电路。模拟量采集电路完成电网电压、电流、直流电压进行信号采集；开关量信号采用干接点方式，实现DSP与逆变器主控单元的信号联络以及整流器主接触器的控制。

PWM脉冲驱动电路。对DSP输出的PWM脉冲信号进行电平转换，并对绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor, IGBT)故障信号进行锁存处理。

通讯接口电路。利用通讯处理芯片ADM4587使DSP与触摸屏建立485通讯，实现整流器运行参数的实时显示，以及调试参数的在线修改。

1.3 控制系统软件设计

主程序完成DSP芯片的初始化，包括系统时钟及中断、PWM模块初始化、串行通讯初始化、串行外设接口初始化、A/D模数转换初始化、用户自定义寄存器等。

主程序是整流器控制系统的核心，主要判断系统的工作状态，控制程序的执行顺序，实现整流器的各种系统功能、保护功能、停电自启功能等。主程序流程图示于图2。

图2 主程序流程图Fig.2 Main program flow chart

中断服务程序设计。中断服务处理中最重要的是控制算法，需要利用捕捉中断，PWM定时器周期中断共同实现。

PWM定时器周期中断子程序。主要完成信号的AD采样，将转换结果进行软件滤波，定标处理后参与计算；执行电压、电流双闭环比例积分调节，控制脉冲宽度，由PWM1、2、3产生3对相位互差120度的PWM脉冲。

此外还包括，在外部中断中对IGBT 故障保护；在串行通讯中断中完成DSP与触摸屏的数据传输工作。

2 SVPWM整流器控制策略及关键技术

2.1 双环控制策略

图3 SVPWM整流器控制策略原理图Fig.3 Block diagram of Control Strategy for SVPWM rectifier

2.1.1电压外环 电压外环采用比例积分控制算法，如公式(1)所示：

(1)

式中，KVP为电压外环调节器比例系数；KVI为电压外环调节器积分系数。

从公式(1)中可以看出，电流内环有功分量的给定值由电压外环PI调节器输出，直流侧电压的波动反应就是整流器系统中有功分量的流动，将其PI调节值作为有功电流分量的给定可以实时捕捉网侧有功电流与直流侧的能量变化，在单位功率因数控制下，将直流侧电压波动以电流的形式参与运算从而实现对直流侧电压的间接控制。

该整流器属于非线性强耦合控制系统，而采用公式(1)所示的电压外环控制算法，可以保证电压外环PI调节器始终工作在系统工作点附近的线性区域，从而提高系统工作点大范围变化时的稳定性[5]。

2.1.2电流内环 三相坐标系中的整流器因为设计和分析的方便，往往通过坐标变换将其化简到同步旋转的d-q坐标系中。一般通过两步变换，首先通过clark变换将静止的三相坐标系转换为两相静止坐标系(α-β坐标系)，采用等功率变换，则变换矩阵为：

(2)

则三相电流、电压信号可以变换为α-β坐标系中的旋转向量，即

(3)

(4)

再通过软件锁相环获得a相电网电压的同步角频率，进行park变换，将两相静止坐标系转换为同步旋转坐标系(d-q坐标系)，变换矩阵为:

(5)

则

(6)

(7)

将电流矢量与d轴重合，则q轴的电流分量为0。

对三相电压型整流器而言，其d-q坐标系下的模型可描述为：

(8)

(9)

式中，ed、eq为电网电动势矢量Edq的d、q分量；vd、vq为三相整流器交流侧电压矢量Vdq的d、q分量；id、iq为三相整流器交流侧电流矢量Idq的d、q分量；p为微分算子。

为实现单位功率因数，电流矢量与d轴重合，为使得控制电流矢量与电压同相位，则电网电动势矢量Edq也与d-q坐标系中的d轴重合，则电网电动势矢量q轴分量eq=0。

(10)

(11)

将公式(10)、公式(11)代入公式(8)，并化简得：

(12)

显然，公式(12)表明，基于前馈解耦的控制算法公式(10)、公式(11)使三相整流器的电流内环实现了解耦控制，解耦控制框图示于图4[6]。

图4 前馈解耦控制框图Fig.4 Feedforward decoupling control block diagram

2.2 三相软件锁相环(SPLL)

为使得功率因数为1，必须获得电网电压的同步相位，来得到与电网电压同相位的角度参与坐标变换和空间矢量的相位信息。因此通过锁相环来获取与电网电压同相位的角度信息对于整流器功能的实现至关重要。采用一种基于d-q变换的纯软件锁相环，通过对三相电压的采集进行坐标变换，无需进行过零点捕捉，避免因过零点误捕捉导致的失锁问题，且锁相精度更高[7]。

整流器软件锁相环原理(a)和控制框图(b)示于图5[8]。锁相环(图5a)是一个输出信号能够跟踪输入信号相位的闭环自动控制系统。它包括鉴相器(PD)、环路滤波器(LF)和压控振荡器(VCO)。其基本工作原理是鉴相器输入信号电网电压和控制系统内部同步信号的相位差信号转变成电压，经过环路滤波器滤波后取控制压控振荡器，从而整系统内部同步信号的频率和相位，使之和输入信号电网电压同步。三相SPLL的基本工作原理是数字鉴相器将输入的三相电压信号和SPLL内部同步信号的相位差转变为直流量，经过低通滤波器后控制压控振荡器，从而调整系统内部信号的频率和相位，使之和输入电压的相位同步，如图5b[9]。锁相对应于锁相环的基本结构，虚线框里的变换相当于鉴相器，即三相电压变换为同步旋转的直流量Ud、Uq，PI调节器相当于环路滤波器，积分环节相当于压控振荡器。ωref为压控振荡器的固有频率，此处ωref=100π，对应于电网额定频率。

图5 整流器软件锁相环原理(a)和控制框图(b)Fig.5 Software phase-locked loop control block diagram of rectifier

构架基于DSP实现的三相软件锁相环的整个流程示于图6。在程序执行时，使用所有变量的初始化值进行计算，如果锁相环参数合理并且收敛，整个锁相环会很快入锁。另外，PI控制器输出量需要做限幅处理。

2.3 解耦控制电压项调整策略

对于整流器的控制系统，在软件实现的过程中，受限于控制芯片的运行速率，不可避免的会出现系统延时，AD采集过程、PI调节环节、大量数学运算环节的存在、功率开关管的延时等会导致系统无法完全实现实时控制，直接导致锁相环计算的角度与实际角度存在误差，使得相位偏移，影响高功率因数的实现。

图6 SPLL软件实现流程Fig.6 SPLL software implementation process

同时，软件参数归一化，模数转换的误差，也会导致输出的预期幅值和实际幅值的误差，为此，需要对锁相角度和幅值系数进行调整。为此，制定解耦控制电压项调整策略，方法示于图7。将输入电抗器与整流桥脱开，接入RC滤波电路，在整流器直流侧接入直流电压，用逆变的方式输出，网侧电压经电抗器输出和整流桥逆变输出幅值相位须完全一致，方可保证整流器锁相相位和实际一致且驱动输出幅值与预期一致。

图7 电压相位、幅值补偿原理图Fig.7 Principle Diagram of voltage phase and amplitude compensation

解耦控制电压项调整策略可实现实时跟踪，减轻电流环PI调节的负担，使得控制系统更加稳定，PI参数调节更加容易。

2.4 直流电压、交流电流启动冲击抑制策略

在整流器启动瞬间，由于预设的指令电压与二极管整流的直流电压相差比较大，电压外环的PI调节会瞬间达到上限，使得直流电压快速上升。同时，电流环有功环路，因采用直流电压外环的PI调节值作为指令电压，也会使得有功电流环路PI调节值瞬间达到最大，而无功环路因未启动时，自然整流功率因数较低，无功电流分量较大，而整流器期望功率因数为1，无功电流趋于0，同样使得无功电流环路PI调节值达到最大。会导致在整流器启动瞬间直流电压和交流电流出现过大的冲击，尤其在设置不合理的情况下，电流环甚至会出现超过稳态电流幅值数倍的电流冲击，会对硬件电路造成损坏。为此，必须采用合理的软件控制方法，抑制启动直流电压和交流电流的过冲击。

2.3.1直流电压冲击的抑制 对直流电压冲击的抑制采用对直流电压误差限幅的方法。直流电压环的控制方法是将指令电压和实际电压的误差值ΔUdc送入PI调节器,再输出到电流环作为有功电流环路的指令值，为了避免输出过大，除了对PI调节器的输出作限幅之外，还可以对ΔUdc进行限幅。设置一个误差限制(-ΔUMAX，ΔUMAX)，当误差超过上限ΔUMAX，时，送入PI调节器的ΔUdc=ΔUMAX；当误差超过下线-ΔUMAX时，送入PI调节器的ΔUdc=-ΔUMAX；当误差在限幅范围内时，则输入PI调节器的值为当前值。软件流程示于图8。

图8 直流误差限幅流程Fig.8 DC error limiting flow chart

由此在启动时，尽管误差值较大，但是送入控制器的调节量却总能控制在一定范围内，经调试，达到较理想状态ΔUMAX设定为4 V。

为此，在两个电流环路的PI调节输出量前加一个系数，每进一次PWM中断就增大系数，直至系数为1，电流环完整介入控制中。经调试验证，系数初值为0.01，每次增加0.001，约0.165 s后，即大约8个市电周期后，电流环完整介入控制。电流环缓慢介入控制策略流程示于图9。

图9 电流环缓慢介入控制策略流程Fig.9 Flow chart of current loop slowly intervening control strategy

3 SVPWM整流器功能测试及带载试验

3.1 单相功能试验

3.1.1锁相环测试 将锁相环输出角度对角度为0时进行捕捉，通过IO口输出电平，每次过0，输出电平翻转，与A相电压波形进行比较，测试锁相过0位置是否正确。

由实验得知，锁相位置与A相电压相差90°，且三相电压以d轴定向做d-q变换后，落在d轴负方向，因此需对角度进行补偿，同时对d-q坐标变换进行调整。将变换矩阵的三角函数减去90°，则变换公式调整为

(13)

同时，锁相环输出角度减去90°。三相电压以d轴定向做d-q变换后，落在d轴正方向，锁相正确。

3.1.2解耦控制电压项调整 按照图6所示方法，进行调整，锁相角度补偿5°，电压系数为0.78。实现两处电压幅值、相位一致。

3.1.3直流电压、交流电流启动抑制试验 未采取措施前，整流器启动时波形示于图10。由图10可见，启动的冲击电流和冲击电压高于稳态时数倍，会给整流器带来极大的风险。

图10 抑制前启动波形Fig.10 Suppress the pre-start waveform

加入抑制策略后，整流器启动时波形示于图11。由此可见，直流电压、交流电流的抑制策略有效，很好实现了启动冲击的抑制。

图11 抑制后启动波形Fig.11 Suppressed boot waveform

3.2 整流器原理样机试验

为测试整流器算法和控制策略搭建整流器试验平台。试验平台额定功率12 kW，预期目标直流电压600 V，直流稳定误差±5%，功率因数大于0.95，电流失真度小于5%。

采用电网侧接调压器逐步升压试验。额定直流电压为600 V。三相线电压从50 V逐步升高到电网电压380 V，直流电压也随着输入电压逐步升高到600 V。整流器直流母线接入25 Ω纯阻负载，直流600 V时，因负载功率超过额定功率，接入50 Ω纯阻负载。整个过程中，启动冲击小，直流电压，交流电流快速调节。实验数据列于表1。

表1 升压试验情况Table 1 Boost test condition

从表1看出，功率因数大于99.8%，远高于技术指标的95%，电流失真度也在5%以内，直流电压波动小于0.5 V，同样远好于技术指标要求。试验效果良好，验证了算法程序的有效性。

三相电压、三相电流矢量图示于图12。由图12可见三相电压和三相电流的相位基本一致，且平衡度很好。

A相电压、A相电流波形和直流电压波形示于图13。由图13结果可知，通过锁相环和控制算法，实现了网侧电压电流同相位与单位功率因数，输出直流电压稳定，波动小于1 V。

图12 三相电压、电流矢量图Fig.12 Three-phase voltage and current vector diagram

图13 A相电压、电流及直流电压波形图Fig.13 Waveform of phase A current, voltage and DC voltage

4 结论

介绍了SVPWM整流器的基本结构、工作原理，根据整流器选用的双环控制策略，对控制算法模型进行了详细分析，搭建了试验平台，对理论进行验证。从软件角度对SVPWM整流器控制理论进行分析和验证，对整流器软件编写中锁相环角度修正，解耦控制量调整，启动电压电流冲击等关键技术提出了解决方案。通过SVPWM整流器功能测试及带载试验，结果证明关键技术解决方案的有效性，整流器原理样机功率因数大于99.8%，电流失真度在5%以内，直流电压波动小于0.5 V。试验效果良好，验证了算法程序的有效性，同时也表明SVPWM的双环控制策略具有非常好的应用效果。整流器在实验工程中，直流电压波动很小，为变频器提供了稳定的直流电压，且能保证功率因数为1，对电网和变频器起到了有效保护。为下一步进行12脉波多重化SVPWM整流器试验打下基础。