一种应用于RFID 感温芯片的电磁取电电路*

李 峤，徐 勇，李青龙

（陆军工程大学，江苏 南京 210007）

0 引言

随着现代通信与计算机技术的快速发展，射频识别技术也开始融入各个领域。在集成电路方面，随着集成电路在国内的快速发展，集成电路因其体积小、重量轻、成本低和寿命长等优势，与射频识别技术的结合有着非常广阔的应用前景。无线射频识别（Radio Frequency Identification，RFID）技术，是一种自动识别技术，通过无线射频方式进行双向数据通信，天线发送无线射频信号，对电子标签或射频卡进行读写，从而达到无接触识别目标和数据交换的目的。

RFID 感温芯片就是应用无线射频识别技术的集成电路芯片，此芯片无需外部电源供电，从天线接收到的电磁功率信号能够为芯片提供进行正常工作的所有能量。RFID 感温芯片内部的电源电压来自感温芯片中的电磁取电电路，电磁取电电路基于无线射频识别技术，接收天线发射出的射频信号，从射频信号中获取能量转换为整个标签芯片的电源电压。因此，电磁取电电路的性能对整个芯片的性能有着至关重要的影响。电磁取电电路通常是由整流电路、基准源电路和低压差线性稳压器（Low Dropout Regulator，LDO）稳压电路组成。

1 电路设计

本文所设计的电磁取电电路框架如图1 所示，整流电路接收由天线发送的ASK 调制的射频信号（RF-Radio Frequency Signal，RFIN），得到一个有一定波纹系数的直流电压，该直流信号经过基准电压源电路得到一个参考电压Vref，最后参考电压与直流信号送入LDO 稳压电路中生成一个稳定的直流电压Vout为感温芯片的其他电路供电。

图1 电磁取电电路

1.1 整流电路

整流电路主要由两部分构成，首先是由Dickson 电荷泵整流结构组成的倍压整流部分，其次是由电压限幅电路组成的保护电路部分。

倍压整流部分是由二极管、金属氧化物半导体场效应晶体管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET）和电容构成的Dickson电荷泵[1]组成。Dickson 电荷泵的结构原理如图2所示。

图2 Dickson 电荷泵原理

根据图2 可知，电荷泵的第一级由电容C1、C2和二极管D1、D2组成，当输入信号VIN在负半周期时D1导通，D2截止，电流经过二极管D1对电容C1进行充电。因为二极管D1的阈值电压为VTH，因此电容C1的电压为：

当输入信号VIN在正半周期时，D2导通，D1截止。此时，根据电荷守恒定理，C1上的电压不会发生变化，仍然为VIN-VTH，同时与输入电压的正半周相叠加。因此，A 点的电压最高可以达到2VIN-VTH，由基尔霍夫定律可以得知，B 点加上D2上的导通阈值电压，电容C2，即B 点上的电压最高可以达到：

因为VC2作为第一级的输出和第二级的输入，根据电荷泵第一级的推导原理可以得出，第二级的输出为：

根据数学归纳法，可以得出第N级的输出为：

因为电磁取电电路各个子电路使用的均是普通的MOS 管，为了保护MOS 管不被过高的电压击穿，设计了一款电压限幅电路如图3 所示。

图3 电压限幅电路

电压限幅电路工作原理主要分为两个部分。

首先，当倍压整流电路的输出电压VIN＜VTHP+2VTHN时。此时，限幅电路的输入电压即整流电路的输入电压VIN小于P1的阈值电压VTHP和N11、N13的阈值电压VTHN之和，整流电路的输出电压较低，元件没有被击穿的危险，因此电压限幅电路暂未开启。

其次，随着整流电路输出的电压VIN逐渐增大，一直增大到VIN＞2VTN+VTP时，电压限幅电路的输入电压VIN大于P1的阈值电压VTHP和N11、N13的阈值电压VTHN之和，因为P1、N11、N13导通，所以电路中开始有电流流经电阻R1。此时根据基尔霍夫定律，VGSP2=VGSP1+VR1，所以当VR1增加到VGSP2大于P2的阈值电压VTHP2时，此时N15管导通，泄流保护。

限幅电路输入电压与电流曲线如图4 所示，当限幅电路输入电压达到约2.5 V 时，电路开始泄流。

图4 限幅电路输入电压与电流曲线

整流电路由五级电荷泵整流结构和限幅电路组成。其仿真结果图5 所示，可以看出，射频信号经过整流之后，能够输出一个稳定在2.5 V 左右的单向脉动性直流电压，较好地实现了整流。

图5 整流电路仿真结果

1.2 基准电压源

带隙基准源[2]通常被用来产生参考电压，带隙基准电路通常是为了生成一个与输入电源和工艺无关，且有明确温度特性的直流电压。其主要原理是利用正温度系数电压热电压VT和三极管发射结负温度系数电压VBE，分别乘以一定的系数后相加产生一个零温度系数的电压。

本文采用的亚阈值基准电压电路[3]如图6 所示，是一个常用的应用在低功耗场景中的基准电压源的解决方案。工作在亚阈值区的MOS 管，虽然其栅源电压VGS小于其阈值电压VTH，但是此时MOS 管存在一个弱反型层，所以仍然有微弱的电流流过MOS 管，而当MOS 管处于亚阈值区时，漏源电压为正温度系数变量，栅源电压为负温度系数变量。

图6 基准电压源电路

由图6 可知：

根据亚阈值电流的公式及电流镜的比例可得：

由式（6）可得到VDSN9和VDSN7的结果：

式中，VT是一个正温度系数的变量，因此VDSN9与VDSN7的和具有正温度系数。

对于MOS 管N10：

式中，VT=kT/q，IS为饱和电流，正比于μkTni2，μ为少数载流子迁移率，ni为硅的本征载流子浓度。

根据μ与ni温度的关系可得到饱和电流IS与温度的关系：

b是一个比例系数。在VGSN10对T取导数时，IN10也是温度的函数。假设IN10不变，VGSN10对T求导可得：

根据IS与温度的关系可得：

因此可得到VGSN10对T求导的结果：

由结果可以看出VGSN10是一个成负温度系数的变量，与自身的大小和温度有关。

因此调节N6、N7、N8、N9的宽长比得到一个正温度系数，调节N10的宽长比得到一个负温度系数，经过计算，最终得到一个与温度和输入电压无关的基准电压Vref。带隙基准电压源电路的仿真结果如图7 所示。

图7 基准电压源仿真结果

因为倍压整流电路的输入电压会在一定范围内波动，所以将输入电压定义在1.9～3.2 V，温度变化为-20～80 ℃。由图7 可以看出该电压源电路在最低和最高输入电压得到的参考电压Vref结果差距很小，温度系数为0.000 06/℃，在常温下的输出结果为663 mV。

1.3 LDO 稳压电路

LDO 电路[4]一般由基准电压源、误差放大器、功率管和反馈网络4 部分组成，如图8 所示。

本文设计的LDO 电路，误差放大器的性能对输出稳定电压的精度有很大影响。因此误差放大器使用了折叠式共源共栅结构，从而减小放大器的输出电阻，使其极点在内部。LDO 的功率管选择PMOS 管，PMOS 管虽然驱动能力不如NMOS 管，但是PMOS 管压降更低，从而能够提高LDO 的工作效率，降低系统功耗。当误差放大器的开环增益足够大，处于深度反馈区，此时Vref等于Vfb，通过调整反馈电阻网络中串联电阻比值，控制最终的输出电压Vout。LDO 稳压电路仿真结果如图9 所示，输入的电源电压由1 V 上升到4 V，当电源电压上升到1.8 V 左右时，LDO 的输出电压开始稳定在1.8 V，一直到输入电压上升到3.2 V 左右时，LDO稳压电路始终能将输入电压稳定在1.8 V，较好地实现了在整流电路的输出电压范围内将电压稳定在1.8 V 的目标。

图8 LDO 稳压电路

图9 LDO 稳压电路仿真结果

1.4 系统仿真分析

稳压电路性能参数[5]的优劣很大程度上决定了整体电磁取电电路性能，其中电源抑制比（Power Supply Rejection Ratio，PSRR）对稳压电路的稳压效果有很大影响，其反映了输出的直流电压受到整流电路输入信号的影响。稳压电路输出的电压为1.8 V，电源误差在±5%，即输出电压在1.71～1.89 V 之间。同时，由于整流电路的输出电压有波纹，因此需要验证稳压电路的电源抑制比，PSRR 仿真结果如图10 所示。

图10 PSRR 仿真结果

从图10 可以看出，电路在低频时对电源输入杂波的抑制能力达到-47 dB。

为了提高流片成功率，需要对电路进行可靠性验证[6]，所以分别从TT、SS、FF 等多个工艺角对电路进行可靠性验证。仿真结果如图11 所示。

可以看出，当输入电压大于1.6 V 时电路开始稳压，在整流输入1.6～3.4 V 时，各个工艺角都能将电压稳定在（1.8±5%）V 以内。

2 版图设计

模拟集成电路版图设计的核心要素是器件的匹配设计，在芯片由厂家代工的过程中，由于工艺偏差等原因，芯片测试结果与仿真结果有可能会产生较大的误差，因此在版图设计中可以通过匹配的方式来减少这些偏差造成的影响，其中，主要是对晶体管和无源器件进行匹配设计。

图11 可靠性验证

本文对电流镜晶体管采用轴对称匹配，运放的差分对晶体管采用中心对称匹配，稳压电路中的电阻采用共质心匹配。选择一个电阻作为基本单元，然后通过串联或者并联的方式得到所需要的阻值，最后的整体版图如图12 所示。

图12 电磁取电电路版图

3 结语

本文使用TSMC CMOS 0.18 μm 工艺，较为完整地完成了电磁取电电路的设计。采用了五级电荷泵和限幅保护电路组成的整流电路，能够给后级电路提供一个在2.5 V 左右波动的电源电压。另外，在-20～80 ℃的温度下，完成了输入电压1.9～3.4 V 都能输出663 mV 左右的带隙基准电压源电路设计和稳定输出1.8 V电压的稳压电路设计。