反激变压器传导共模EMI特性分析

2021-03-31林苏斌周云陈为张滨陈长青

电机与控制学报 2021年3期

林苏斌，周云，陈为，张滨，陈长青

(1.福州大学电气工程与自动化学院，福州350108；2. 中兴通讯股份有限公司，广东深圳 518057)

0 引言

变压器是影响反激电源电磁兼容特性的关键器件，其原、副边分布电容是传导共模噪声传输路径的重要阻抗参数，对传导共模噪声的大小和特性都有着非常重要的影响[1-10]。优化设计变压器的容性分布参数可以实现共模噪声的抑制[11-17]。文献[11]通过外接电容，文献[12]通过调整变压器内屏蔽层结构安排，改变变压器内部电场分布均实现了共模噪声抑制。在实际应用中发现，采用上述方法抑制共模噪声时，为了寻求较佳的噪声抑制效果，往往需要多个实验样机的反复方案调整，凭经验通过试错法对实验样机进行验证和修改，设计缺乏明确的优化方向和理论指导。变压器容性分布参数是影响共模噪声的关键因素，文献[15]深入分析了变压器原、副边绕组间的容性分布参数的产生机理，给出了变压器的三电容模型，但未能明确变压器的容性效应对共模噪声的影响机理。

本文以反激电源为研究对象，深入分析了变压器的容性分布参数对传导共模噪声的影响，通过对反激电源的共模噪声传输机理分析，提出了变压器可视为共模滤波器的新观点。在理论分析基础上，为了改善变压器对共模噪声抑制的能力，通过优化设计变压器绕组结构，改变原、副边绕组间的容性分布参数，改善变压器的传导共模EMI(electromagnetic interference)特性，最后，通过一台反激电源样机进行了实验验证。

1 反激电源传导共模噪声传输机理

图1为反激电源共模噪声传输路径。图1中L1、L2、C1、C2、R1、R2构成线性阻抗稳定网络(LISN)；L、Cy1、Cy2、Cx构成一阶EMI滤波器，其中L为共模扼流圈，以其漏感作为差模电感，Cy1、Cy2为Y电容，Cx为X电容；D1-D4为整流桥二极管；C3为输入母线电容；TX1为反激变压器；Q为开关管、Cph为开关管与散热片的分布电容，Csg为散热片对大地的分布电容，Cg为反激电源副边地对大地分布电容，Cps为共模噪声从变压器原边绕组向副边绕组传输时的等效电容，Csp为共模噪声从变压器副边绕组向原边绕组传输时的等效电容,C4为输出滤波电容，RL为负载，PE为大地，Pri_GND为变压器原边地，Sec_GND为变压器副边地。对于反激电源，根据叠加定理，原边电位跳变点A、副边电位跳变点B分别作用产生的共模噪声传输路径大体可分为三部分，分别如图1(a)、图1(b)和图1(c)所示。

图1(a)给出了由变压器原边向变压器副边传输的共模噪声icm1的噪声传输路径，这一部分噪声由变压器原边侧的电位跳变点A，通过Cps经副边与大地间的分布电容Cg、LISN形成噪声回路。

图1 反激电源的共模噪声传输路径Fig.1 Common mode noise transmission path of flyback power supply

因共模噪声电流较小，一般为μA级，此噪声电流在LISN等效电阻上的电压降非常小，相对于噪声源电位可忽略不计，此时这一路的原始共模噪声icm1(无滤波器时)的大小可表示为

(1)

图1(b)给出了由变压器副边向原边传输的共模噪声icm2的噪声传输路径，这一部分噪声由变压器副边侧的电位跳变点B，通过输出滤波电容C4、副边对地分布电容Cg、LISN、Csp形成噪声回路。这一路的原始共模噪声icm2(无滤波器时)的大小可表示为

(2)

式(2)中忽略了电容C4的影响。这是由于在传导EMI的考核频率范围150 kHz～30 MHz内，C4电容的容抗远小于Csp的容抗，C4对这一路共模噪声的影响很小。

图1(c)给出了流经散热片的共模噪声icm3,这一部分共模噪声由开关管Q通过其与散热片的分布电容Cph、散热片对地分布电容Csg，LISN形成噪声回路。当散热片悬空时，这一路的原始共模噪声icm3(无滤波器时)的大小可表示为

(3)

传导共模噪声抑制中，在安规允许的条件下，开关器件通过散热片经对地电容的共模噪声(图1(c)中的icm3)一般可通过将散热片接电路中的电位静点来屏蔽。此时反激电源的共模噪声的大小主要由流经变压器的共模噪声icm1，icm2决定。同时由式(1)、式(2)可见，icm1，icm2的大小与Cps、Csp以及副边地对大地分布电容Cg密切相关。在工程应用中，常在变压器副边地与机壳(大地)间接Y电容，同时考虑到Y电容(一般为零点几到几nF)远大于变压器共模端口有效电容(一般为几pF)，此时式(1)、式(2)可近似的表示为：

(4)

(5)

式(4)、式(5)中CY为连接在变压器副边与机壳(大地)间的Y电容。

由式(4)、式(5)可见，变压器原副边绕组容性效应的等效电容Cps、Csp是影响反激电源原始共模噪声大小的最主要因素。

为了进一步明确变压器对共模噪声的影响机理，给出了如图2所示的反激电源共模噪声等效模型。图2中，RLISN为LISN的共模等效电阻，Lcm、Cy1、Cy2构成一阶共模滤波器，uA为电路中原边噪声源，uB为电路中副边噪声源。由图2可见，反激电源中的原边噪声源uA、副边噪声源uB都是直接施加在变压器的原副边绕组上，在变压器原副边绕组上形成噪声电位，共模噪声通过变压器内部容性分布参数经过大地、LISN、L/N 线形成回路。噪声电流icm1、icm2通过容性分布参数在变压器原副边绕组间传输,容性效应的等效电容Cps、Csp是这两路噪声的主要传输路径阻抗。从图2所示的共模噪声传输途径可见，Cps、Csp与EMI 滤波器中的共模滤波器件(共模电感L、Y电容)的等效阻抗在电路结构上是等效串联的。在共模噪声抑制中，可通过调整EMI滤波器的共模电感的感量和Y电容的容值来抑制共模噪声，同理也可以通过调整变压器容性效应的等效电容Cps、Csp来抑制共模噪声。因此从这一角度来看，在共模噪声传输中变压器实质上是起到滤波器的作用，可以将变压器看成共模滤波器。通过调整变压器的原副边绕组的等效电容可以从源头上抑制共模噪声。

图2 反激电源共模噪声等效模型Fig.2 Common mode noise equivalent model of flyback power supply

2 变压器容性效应分析

变压器在共模噪声传输中可以起到滤波器的作用，其对共模噪声抑制的能力取决于共模噪声在变压器内部传输时的容性分布参数的等效阻抗。因此有必要进一步明确在共模噪声传输时变压器内部容性效应的形成机理。

反激电源中，开关器件Q导通、关断过程中会在开关器件两端形成电位跳变，这一跳变的电位同时也会施加在变压器的原边绕组两端。图3为变压器内部共模噪声的传输机理，图中uA为变压器原边噪声源，Cg为变压器副边对大地的分布电容。在传导EMI考核频段范围内，原边噪声源可近似认为是直接施加在变压器原边绕组两端，在变压器原边绕组上产生噪声电位。这一噪声电位会通过电场耦合的方式，在副边绕组产生感应电荷，副边绕组的感应净电荷经Cg形成的位移电流即为流经变压器的共模噪声电流。从这一角度来看，共模噪声源是施加在变压器绕组端口，共模噪声通过变压器原副边绕组间的容性分布参数传输。

图3 变压器共模噪声传输机理Fig.3 Transmission mechanism of common mode noise

由图3可见，若将变压器看作一个二端口网络，变压器的共模噪声传输路径阻抗实质上是一个二端口的转移阻抗。在变压器原、副边均为单层绕组且无屏蔽层时，变压器副边的感应净电荷可表示为

(6)

式中：C0为变压器原副边绕组的层间结构电容；w为变压器绕组窗口的高度。

定义变压器的容性效应等效电容为共模端口有效电容为

(7)

由式(7)可见，变压器的共模端口有效电容与变压器绕组层间结构电容以及原副边绕组相邻层的噪声电位分布有关。一般而言，变压器为客制化定制的元器件，满足相同基本电气特性的变压器，可以有不同的绕制方法和绕制工艺。不同的绕组结构以及端口连接方式，变压器原副边绕组间的电位分布不同，对应的共模端口有效电容也就不一样，因此通过绕组结构设计，可有效控制共模端口等效电容的大小。

在容性效应分析基础上，可以进一步深入分析变压器对反激电源传导共模电磁干扰的影响。

3 共模端口有效电容的影响因素分析

3.1 连接方式对共模端口有效电容的影响

以4层绕组结构变压器为分析对象，变压器绕组排列方式为AP1P2S。为表述方便，下文简称为1#变压器，其中A为辅助绕组，P1为原边内层绕组， P2为原边外层绕组，S为副边绕组(该变压器绕制时，先绕辅助绕组、再绕原边绕组，原边分2层绕制，原边绕组内层P1与辅助绕组相邻，最后绕副边绕组)。变压器具体参数为：原边56匝，2层绕制；副边5匝，单层绕制：辅助绕组7匝，单层绕制。

1#变压器结构分布如图4所示，其中图4(a)中a为原边电位跳变点，b为原边电位静点，c为副边电位跳变点，d为副边电位静点。图4(b)为1#变压器在反激电源中的连接方式1，在该连接方式中原边内层绕组P1出线端接原边电位跳变点a，原边外层绕组P2出线端接原边电位静点b，副边绕组2个出线端子分别按图4(b)所示接副边电位静点c和副边电位跳变点d。图4(c)为1#变压器在反激电源中的连接方式2，该连接方式中原边内层绕组P1出线端接原边电位静点b，原边外层绕组P2出线端接原边电位跳变点a，副边绕组2个出线端子分别按图4(c)所示接副边电位跳变点d和副边电位静点c。

从图4(b)和图4(c)的电位分布可以看出，同一个变压器接在反激电源中，端口连接方式不同，原副边绕组相邻层的电位差分布是不一样的。图4(b)中，连接方式1的相邻层的电位差分布从0到0.5up-us，其中up为变压器原边电压，us为变压器副边电压；图4(c)中，相邻层电位差分布是从0.5up到up-us。由于原副边绕组相邻层电位差分布不同，因此，对应这2种接法的变压器共模端口有效电容也不一样。

图4 1#变压器连接方式Fig.4 Connection mode of No.1 transformer

1#变压器连接方式1的共模端口有效电容为

(8)

式中：C0为变压器的原副边相邻层层间电容；w为绕组宽度。

1#变压器连接方式2的共模端有效电容为

(9)

比较式(8)、式(9)可见，同一变压器，因连接方式不同，共模端口有效电容存在较大差异。连接方式2的共模端口有效电容是连接方式1的3.4倍，因此变压器在电源中的连接方式对变压器共模端口有效电容具有很大影响,优化变压器在电源中的连接方式，可减小共模端口有效电容。

3.2 绕制方式对共模端口有效电容的影响

以2个基本电气参数(匝数、匝比、磁心结构、绕组线规，参数与1#变压器一致)相同但绕制方式不同的变压器为研究对象，其中一个变压器的绕制方式为AP1P2S(本文3.1中的1#变压器)，另一个变压器的绕制方式为AP1SP2，(为表述方便，下文简称2#变压器)。2个变压器在反激电源中均采用原边内层绕组P1接电路原边电位跳变点的连接方式，对于1#变压器连接方式如图4(b)所示。2#变压器连接示如图5所示。

图5 2#变压器连接示意图Fig.5 Connection diagram of no. 2 Transformer

通过WK-6500B阻抗分析仪测量2个变压器的原副边绕组相邻层的层间结构电容。1#变压器原副边绕组相邻层的层间结构电容C0为21.8 pF。2#变压器有2个原副边绕组相邻层，其中相邻层1的层间结构电容C01为19.6 pF，相邻层2的层间结构电容C02为43.1 pF 。

从图5可见， 2#变压器相邻层1的电位差分布是从(0.5up-us)到up,相邻层2的电位差分布是从0到(0.5up-us)。

2#变压器相邻层1的共模端口有效电容为

13.82pF。

(10)

式中C01为2#变压器的相邻层1的层间结构电容。

2#变压器原副边相邻层2的共模端口有效电容为

8.85pF。

(11)

因此，2#变压器的共模端口有效电容为

CQ0=CQ01+CQ02=22.67pF。

(12)

将1#变压器层间结构电容代入式(8)可得1#变压器的共模端口有效电容为

CQ=0.205C0=4.65pF。

(13)

由式(12)、式(13)可见：绕制方式对变压器共模端口有效电容有很大影响，2#变压器的共模端口有效电容约为1#变压器连接方式1的4.9倍，优化变压器的绕组方式，可有效减小共模端口有效电容。

4 实验验证

以一款反激电源为实验样机进行实验验证。样机主要电路参数：输入电压Uin为AC 220 V；输出电压Uo为DC 12 V；输出功率为36 W；开关频率为53 kHz。分别按1#变压器和2#变压器的规格绕制了两个变压器。变压器基本参数为：飞磁磁芯 EE-30-3F35；原边绕组：56匝、0.35 mm漆包线，2层绕制；副边绕组5匝、0.59 mm漆包线，单层绕制；辅助绕组7匝、0.35 mm漆包线、单层绕制。实验测试时，采用市电三线接法，变压器副边地接大地，通过将散热片接原边电位静点的方式屏蔽经散热片的共模噪声。噪声测试时采用电流法测量共模噪声。

4.1 连接方式对传导共模噪声影响的实验验证

将1#变压器按连接方式1和连接方式2分别接入反激电源，测量的共模噪声频谱如图6所示。

图6 2种绕制方式的共模噪声波形比较曲线Fig.6 Comparison curve of common mode noise waveforms of two winding modes

从图6可见，在150 kHz～12 MHz频段范围内，连接方式1 的共模噪声比连接方式2的共模噪声小约10 dBμA，连接方式2的共模噪声大小约是连接方式1的3.1倍。根据式8和式9理论计算的这2种连接方式的变压器的共模端口有效电容相差3.4倍，理论分析的结果与实验测量的结果基本一致。实验测试结果验证了本文改变变压器的连接方式可以优化变压器共模端口等效电容理论分析的正确性。

4.2 绕组绕制方式对传导共模噪声影响的实验验证

将1#变压器(连接方式1)和2#变压器分别接入反激电源，测量的共模噪声频谱如图7所示。从图7中可见，在150 kHz～20 MHz频段范围内，1#变压器样机的共模噪声比2#变压器样机的共模噪声小约12 dBμA，2#变压器的共模噪声的大小约是1#变压器的4倍。根据式(12)和式(13)理论计算的这2个变压器的共模端口有效电容相差4.87倍，实验测量和理论计算的存在一定的偏差，这主要是由于2个变压器的原副边相邻层的结构电容需通过阻抗分析仪测量，因结构电容容值较小，测量中存在一定的测量误差。考虑到实验测量误差的影响，理论分析的结果与实验测量的结果基本一致。实验测试结果验证了本文调整变压器的绕制方式可以优化变压器共模端口等效电容理论分析的正确性。