一种具有耦合电感结构的高增益组合Zeta变换器

张勇志，郑雨新

（1. 辽宁工程技术大学 电气与控制工程学院，辽宁 葫芦岛 125105；2. 辽宁工程技术大学 图书馆，辽宁 葫芦岛 125105）

0 引言

进入21世纪，太阳能、风能等可再生能源应用日渐广泛，人们对化石能源的依赖逐渐降低.分布式太阳能发电中的太阳能板所输出电压等级较低，不足以为后级逆变以及并网提供足够高的电压，故需要升压DC-DC变换装置，将较低的电压等级提升.高增益的DC-DC变换器作为核心，性能直接影响整个系统的效率[1].

由于升压型DC-DC变换器自身拓扑结构限制，变换器的升压能力有限，需要较大的占空比才能实现较高的输出电压，导致变换器中器件具有较大的电压应力和电流纹波，器件损耗增加.近些年，许多高增益解决方案被提出[2-4].王挺[5]等将有源开关电感结构引入Boost变换器，替换前级储能电感结构，使Boost变换器的电压增益大大提升.BABA EI E[6]等将有源开关电感结构与开关电感结构进行组合，得到的升压变换器具有非常高的电压增益，且电压增益可通过叠加开关电感单元进行拓展.但是开关电感结构仅能提升电压增益，并不能减小开关器件的电压应力.故胡经纬[7]在基本Cuk变换器的基础上，引入开关电感结构和开关电容结构，两者共同提升Cuk变换器的电压增益，同时由于开关电容结构的存在，开关管的电压应力也有所减小.王挺[8]等提出多个开关电感结构与多个开关电容结构共同组成的变换器拓扑结构.由于上述文献中所提变换器在结构中使用功率器件过多，会增加变压器的成本.文献[9]提出具有耦合电感结构的升压型变换器，此类变换器的拓扑结构简单，变换器的电压增益依赖于耦合电感匝比大小.由于漏感的存在，会与开关器件中的寄生电容产生谐振电压冲击，文献[10]、文献[11]中提出了多种带有钳位吸收支路的耦合电感类变换器，改善了变换器的性能.

以Zeta变换器拓扑为变换器主结构[12-13]，加入二极管-电容倍压（Diode-Capacitor Multiplier，DCM）结构和耦合电感结构，将两种结构进行组合，得到一种改进型高增益Zeta变换器.推导出变换器特性参数，通过仿真和实验研究，验证该改进变换器的性能.

1 变换器拓扑结构提出

传统Zeta变换器具有一定升压能力，故将Zeta结构作为基础.首先将Zeta结构与DCM结构进行组合，得到新结构，再将Zeta结构的前级电感替换为耦合电感结构，副边与DCM结构串联，得到具有耦合电感结构的高增益组合Zeta变换器拓扑结构，见图1.该变换器由于引入了DCM结构与耦合电感结构，使变换器的电压增益大大提升.结构中的C1-D1既作为Zeta结构的一部分，又作为无源钳位吸收支路，吸收漏感能量.

图1 变换器拓扑结构 Fig.1 converter topology

2 变换器工作原理分析

2.1 变换器等效电路

耦合电感结构类似于反激变换器的隔离变压器结构[11]，在考虑漏感的情况下，将该结构等效为励磁电感Lm并联匝比为n（n=N2/N1）的理想变压器同时串联漏感Lk的模型结构，见图2.

图2 变换器等效电路 Fig.2 equivalent circuit of the converter

2.2 变换器工作模态分析

为便于分析变换器的工作模态，做如下假设：① 开关管、二极管均理想化，寄生参数和导通关断时间均忽略；② 所有电容均为理想器件且容量足够大，忽略纹波电压；③ 考虑漏感对变换器性能的影响.

变换器在一个开关周期内，存在5个工作模态，变换器的主要波形与5个模态的等效电路分别见图3和图4.

图3 变换器主要波形 Fig.3 main wave of the converter

（1）工作模态1[t0t1) 在t0时刻，开关管S在上个时刻已经导通，二极管D3导通，二极管D1、D2反向截止；电源Vin通过开关管S给耦合电感的原边进行充电，电流 kLi、mLi均线性上升；同时电容C1放电给电感L1储能、电容C3充电，电流1Li线性上升；电源Vin、副边N2与电容C2串联通过二极管D3为负载提供能量，电流 3Di线性上升.

（3）工作模态3[t2t3） 在t2时刻，开关管S关断，二极管D1、D2导通，二极管D3反向截止.电感L1放电给电容C3，电流1Li下降.漏感Lk的储能继续被电容C1吸收，电流 kLi与 1Di继续下降；副边N2经过二极管D2给电容C2充电，电流 2Di开始线性上升；至t3时刻，电流 1Di下降到0，二极管D1关断，本模态结束.

（4）工作模态4[t3t4） 在t3时刻，开关管S保持关断，二极管D2导通，二极管D1、D3反向截止.漏感Lk的储能已被完全吸收，电容C1和电容C3开始放电，同副边N2一起给电容C2充电；电感L1处于放电状态不变，电流 1Li持续下降.

（5）工作模态5[t4t5） 在t4时刻，开关管S开始导通，二极管D2导通，二极管D1、D3反向截止.电源Vin加在耦合电感的原边，电流 kLi开始快速上升，同时电流iN2开始快速下降；在t5时刻，电流iN2降为0，电流iD2也下降至0，二极管D2关断，该模态结束，该模态存在时间也较短.

图4 变换器工作模态等效电路 Fig.4 equivalent circuits of converter working modes

3 变换器稳态特性分析

3.1 变换器电压增益

耦合电感的耦合系数为

式中，k为耦合电感的耦合系数；Lk为漏感，H；Lm为励磁电感，H.

由于模态2与模态5持续的时间较短，为简化分析可进行忽略.

当变换器工作在模态1时，由图4（a）可得

当变换器工作在模态3时，由图4（c）可得

根据励磁电感Lm的特性，其电压在一个开关周期内满足

式中，D为变换器的工作占空比.

结合式（12）、式（13），可得电容C1电压为

同理，电感L1的电压在一个开关周期内满足

结合式（12）、式（13）和式（15），可得电容C3的电压为

将式（15）、式（17）代入式（13），可得电容C2的电压为

将式（15）、式（17）和式（18）代入式（12），可得变换器电压增益G为

根据式（19）可以看出，变换器的输出电压可通过占空比D进行调节.当占空比D固定时，变换器的电压增益受漏感k以及匝比n的影响.

以占空比D=0.6为例，绘制出电压增益G与漏感k以及匝比n的三维曲面，见图5.由图5可知，匝比n越大，变换器的增益越高；随着漏感k的增加，变换器的增益会有所降低；故在实际应用中，应考虑漏感对变换器性能的影响，为获取最佳性能，应使耦合电感尽量紧耦合.

图5 电压增益G随耦合系数k和匝比n的变化 （D=0.6） Fig.5 variation of voltage gain with coupling coefficient and turns ratio（D=0.6）

当k=1时，变换器的电压增益为

3.2 器件电压应力

根据3.1节分析可知，电容C1、C2、C3两端电压应力分别为

图6为开关管S以及各个二极管两端电压应力和匝比n与占空比D之间的三维曲面.由图6可知，随着n与D的增加，开关管S以及二极管D1的电压应力逐渐减小；对于二极管D2、D3，随着占空比D的增加，其电压应力明显减小.故在实际应用中，应考虑权衡各个器件的电压应力以选择合适的匝比n.

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图6 电压应力随匝比和占空比的变化 Fig.6 variation of voltage stress with turns ratio and duty ratio

3.3 变换器性能对比

将本文所提变换器与传统Zeta变换器以及文献[14]与文献[15]与所提出的改进升压型Zeta变换器的性能进行对比，变换器的参数对比见表1.

表1 变换器参数对比 Tab.1 converter parameter comparison

假设匝比n固定（n=2），变换器的增益对比曲线见图7（a），电压应力对比曲线见图7（b）.可以看出，本文所提变换器的升压能力最强，而开关管S的电压应力则是最低，变换器具有良好的性能.

图7 变换器性能对比 Fig.7 converter performance comparison

4 变换器仿真与实验

4.1 仿真验证

为对所提变换器原理进行验证，首先利用电力电子仿真软件PSIM进行验证，变换器参数见表2. 实验样机平台见图8.

表2 仿真参数 Tab.2 simulation parameters

图8 实验样机平台 Fig.8 prototype experimental platform

为保证变换器输出电压稳定，变换器采用PID闭环控制方式，为模拟实际控制电路工作情况，采用C Block模块利用C语言编写增量式PID算法进行控制.

变换器输出电压波形见图9（a），开关管S以及各个二极管电压波形分别见图9（b）～9（e）.可以看出，变换器在输出200 V的情况下，开关管S的电压应力约为58.9 V（理论计算为57.1 V），非常低，所有二极管电压也均小于输出电压，二极管最大应力约为165 V（理论计算为165.7 V）.考虑仿真误差的电压应力，测量值与理论分析基本相符.

图9 变换器电压仿真波形 Fig.9 converter voltage simulation waveform

变换器各个器件的电流波形分别见图10（a）～（f）.可以看出，各个电流的变化趋势均与理论分析相一致.

图10 变换器电流仿真波形 Fig.10 converter current simulation waveform

4.2 实验验证

搭建了一台150 W的实验样机，样机参数与仿真一致，器件选取见表3.

表3 元器件参数和选型 Tab.3 device parameters and type selection

图11（a）为实测电压Vo和Vin波形，图11（b）为实测电压VS和 1DV 波形，图11（c）为实测电压 2DV 和 3DV 波形.可以看出，变换器在实现200 V的高增 益变换的情况下，开关管电压应力约为60 V，电压应力较低.各个二极管承受的电压也小于输出电压，与理论分析和仿真相符合.

图11 变换器电压实验波形 Fig.11 converter voltage experiment waveform

图12 （a）为电流 kLi和 2Ni波形，图12（b）为电流 1Li和 1Di 波形，图12（c）为电流 2Di 和 3Di 波形. 开关管电压应力约为60 V（理论计算为57.1 V，仿真为58.9 V），电压应力较低.每个二极管电压也小于输出电压，最大输出电压约为164 V（理论计算为165.7 V，仿真为165 V）.由于测量设备存在误差，且实际样机存在寄生参数，测量值与理想值和仿真会有一定的误差，但相差不大.

图12 变换器电流实验波形 Fig.12 converter current experiment waveform

5 结论

（1）提出一种具有耦合电感结构的高增益组合Zeta变换器，变换器拓扑结构是由Zeta变换器与耦合电感和DCM结构组合而来，所提变换器具有较高的电压增益，增益可通过调节匝比n进行调节，适用于各种高增益场合.

（2）Zeta结构中的二极管-电容支路作为钳位吸收支路，使主开关管具有非常低的电压应力.