基于扇形基片集成波导的三频带通滤波器设计

张 胜,刘 硕，谢振江

(中国矿业大学 信息与控制工程学院,江苏 徐州 221116)

0 引言

随着现代无线通信技术的发展，多频带通滤波器等微波器件发挥着日益重要的作用。基片集成波导(SIW)因具有低损耗、高品质因数、易集成等优点而广泛应用于微波电路中[1-3]。因此，在SIW腔体中实现多频是目前滤波器领域研究的重点。一般多频SIW滤波器是通过多模耦合的方式来实现，原理、结构简单但器件尺寸过大[4]。采用叠层结构可减小滤波器的平面尺寸，但设计效果不理想[5]。微扰技术可以改变谐振器的场分布与谐振频率，被应用在多频SIW滤波器设计中,但这种方法仅通过两孔扰动，谐振器的谐振频率改变幅度有限，使带外抑制特性较差[6]。为兼顾滤波器通带性能和频率选择性，在60°扇形基片集成波导谐振器(FSSIWR)中加载一排金属通孔进行扰动，改变其谐振频率。与传统微扰技术不同，这种扰动方法会使谐振频率向高频大幅偏移，称为强扰。在强扰方法的基础上，利用60°FSSIWR设计了一款三频带通滤波器。通过分别刻蚀互补开口环谐振器(CSRRs)和加载源-负载耦合结构，在3个通带外共产生9个传输零点(TZs)，提高了滤波器的带外抑制特性[7-10]。该滤波器3个通带的带内回波损耗分别低于20.85 dB、20.29 dB、20.76 dB，最小插入损耗分别为2.01 dB、1.75 dB、1.69 dB，仿真结果与测试结果基本一致。

1 60°FSSIWR分析

图1(a)为60°FSSIWR无扰动时的模型结构。采用的介质基片为Rogers RT/Duroid 6006(相对介电常数r=6.15，厚度h=0.635 mm，损耗角正切值tanδ=0.001 9)，谐振器的谐振频率由边长L决定。传统的微扰结构如图1(b)所示，在谐振器顶部与底部各加载一个金属通孔，会使其谐振频率向高频小幅偏移，金属通孔间距为L1。与图1(b)不同，强扰结构是在谐振器中加载一排金属通孔(见图1(c)),该方法会使谐振器的谐振频率偏移幅度更大。

图1 60°FSSIWR模型结构

表1为微扰与强扰结构在不同L1时的谐振频率(L=18 mm)。由表可知，两种结构的TM110模频率均随着L1的减小而增大，但强扰结构的频率变化幅度明显大于微扰结构；TM210模频率几乎不随L1变化，且两种结构的TM210模谐振频率相差不大。

表1 L1对谐振频率的影响

图2(a)为60°FSSIWR在本征模时的电场分布。TM120模的电场在圆圈标记处较弱，将信号源加在此处，该模式不被激励，能有效抑制寄生通带。为了与无扰动状态区别，这里用TM′mnp表示受扰动后的模式(见图2(b))。由图2可知，TM210与TM′210模的电场均呈轴对称分布，所以它们几乎不受扰动影响。与此同时，TM′110与TM′120的电场受强扰动后，均发生较大改变。强扰动下TM′110与TM′120的谐振频率随着L1的减小向高频处移动(见图3)。其中，TM′110的频率变化幅度较大，而TM′120的频率变化幅度较平缓，TM′210模的谐振频率则几乎保持不变。

图2 谐振器电场分布

图3 不同L1参数对谐振器频率的影响

2 滤波器设计

基于60°FSSIWR，设计了一款三频带通滤波器，如图4所示。3个60°FSSIWR通过感性耦合窗直接级联，并在2腔体中引入强扰动。改变感性耦合窗L2的大小，可以调节腔体间的耦合强度。

图4 滤波器原理图

图5为电路拓扑结构。由图可知，当信号源接入滤波器时，腔体1、3中的TM110模与腔体2中的TM′110模被激励。腔体1、3中的TM110模频率较低，它们耦合形成1个低频通带，即第一通带。腔体2中的TM′110模受强扰动影响向高频处偏移，形成一个较高频的通带，即第二通带。TM′110的谐振频率与L1有关，改变L1的大小可以使第二通带实现可调。图6表明L1只对第二通带的中心频率有影响，且L1越小，第二通带的中心频率越高。与此同时，腔体2中的TM′210模几乎不受强扰动影响，该模式与腔体1、3中的TM210模相耦合，形成1个中心频率最高的通带，即第三通带。I、O分别表示输入和输出端口。

图5 电路拓扑结构

图6 L1对滤波器通带的影响

图7 刻蚀两对CSRRs前后的S21对比

为了在不改变滤波器原有尺寸的情况下提高带外抑制性能，在其上表面刻蚀两对CSRRs，如图7(a)所示。利用CSRRs结构的带阻特性，可以在通带外产生TZ，如图7(b)所示。由图7(b)可知，由于CSRRs的作用，在一、二及二、三通带之间各产生一个TZ。其中，TZ1由腔体1、3中的一对CSRRs产生，TZ2由腔体2中一对尺寸较小的CSRRs产生。

为了进一步提高滤波器的频率选择特性，在信号源与负载间引入耦合，如图8(a)所示。源-负载耦合的引入使信号传输时多出一条路径，从而使传输信号在某些频率点的相位发生反转，产生TZ。由图8(b)可知，源-负载耦合结构共产生8个TZs，极大地改善了滤波器的带外抑制性能。

图8 引入源-负载耦合前后的S21对比

3 加工与测试

为使设计的滤波器3个通带中心频率分别在5.6 GHz、7.4 GHz、8.7 GHz时3 dB带宽超过130 MHz、290 MHz和320 MHz，经过仿真与优化，最终确定滤波器结构如图9所示，表2为其尺寸参数。

图9 滤波器结构图

表2 60°FSSIWR三频带通滤波器的尺寸

图10为滤波器的加工与测试结果。3个通带的中心频率分别为5.61 GHz、7.41 GHz、8.77 GHz，最小带内插入损耗分别为2.01 dB、1.75 dB、1.69 dB，带内回波损耗均优于20 dB。3个通带的相对带宽分别为2.64%、4.02%和3.96%，达到设计要求。引入的CSRRs与源-负载耦合结构共产生9个TZs，极大地改善了滤波器的频率选择性。图中TZ1、TZ2由刻蚀的CSRRs产生，其余均为源-负载耦合结构产生。受加工精度与测量误差的影响，测试与仿真结果略有偏差，但在可接受范围内，二者基本吻合。表3为本文设计的滤波器与其他已发表滤波器的性能比较。表中，λg1和λg2均为电长度。

图10 滤波器仿真和测试结果

表3 本文滤波器与其他已发表滤波器的性能比较

由表3可知，本文设计的滤波器具有损耗小，结构紧凑及带外抑制性能好等优点。

4 结束语

60°FSSIWR的电场分布具有特殊性，当加载一排金属通孔进行扰动时，它的TM′110与TM′120模谐振频率会向高频处偏移，而TM′210模频率几乎保持不变。利用该扰动技术，设计并加工了一款60°FSSIWR三频带通滤波器。通过刻蚀CSRRs和引入源-负载耦合结构，滤波器的带外抑制特性得到极大提高。该滤波器具有插入损耗小，结构紧凑及频率选择性高的特点，可被广泛应用于微波电路中。