一种新型高速动车组充电机设计

韩 冰, 赵许强, 林 鹏, 李海洋

(中车青岛四方车辆研究所有限公司, 山东青岛 266031)

轨道交通列车充电机按照交直流电压变换类型主要分为DC-DC变换充电机和AC-DC变换充电机，DC-DC变换充电机主要在城轨列车上较为普遍，而AC-DC变换充电机主要用于高速动车组列车。在AC-DC变换列车充电机领域，考虑到充电机产品设计技术成熟度，目前大部分充电机均采用不控整流配合全桥或半桥电路拓扑实现AC-DC变换，将列车辅助变流器输出的AC 380 V转换为DC 110 V给列车控制系统、照明系统、旅客信息系统等低压直流负载供电[1]。

目前，AC-DC变换列车充电机在输入端的不控整流技术应用虽然实现成本较低，但是导致了列车辅助交流供电网侧电流波形严重畸变，功率因数较低，造成谐波干扰，对交流供电系统和负载带来一系列的危害[2]。此外，DC-DC变换部分多采用全桥电路拓扑和移相控制方法，轻载下无法完全实现软开关[3]，且IGBT相比MOSFET，开关频率较低，存在关断拖尾电流[4]，在变换效率上还存在进一步提升的空间。

文中设计研究了一种基于PWM整流和LLC谐振的轨道交通列车充电机实现AC-DC变换给列车直流负载供电，充电机前级采用PWM整流实现三相交流电转换为中压直流电，提高了输入的功率因数，实现了列车的交流供电网侧友好；后级采用LLC谐振实现中压直流电转换为低压直流电，相比传统移相全桥控制拓扑，实现了全负载范围的软开关技术，提高了功率转换效率。通过原理分析、电路仿真和样机试验进行了研究。

1 系统介绍

基于PWM整流和LLC谐振的轨道交通列车充电机主电路原理如图1所示，采用两级电路实现，前级电路为PWM整流电路，IGBT开关频率设置为8 kHz；后级电路为全桥LLC谐振电路，SiC MOSFET谐振频率设置为30 kHz。

前级PWM整流电路将三相AC 380 V转换为可控的中间直流电压Udc，当采用空间矢量控制时，其在dq旋转坐标系下的数学模型如式(1)所示[5]，其中，fd、fq为dq旋转坐标系下的开关函数，Ro为中间电压的虚拟阻抗。

(1)

如式(1)所示，d轴和q轴的分量是耦合的，通过电压锁相和空间矢量解耦控制实现三相交流输入的单位功率因数，降低交流供电网侧的谐波干扰并为后级电路提供稳定的中间直流电压。

后级LLC谐振电路将中间直流电压Udc通过谐振变换输出直流电压Uo。电路的关键在于LLC谐振参数的设计，谐振增益公式如式(2)所示。

图1 基于PWM整流和LLC谐振的充电机原理图

图2 谐振增益与电感比例m关系

其中，较低的电感比例m选择可以获得更高的增益和更窄的频率调节范围，如图2所示。较高的电感比例m选择可以获得更大的励磁电感Lm，即更小的励磁环流和较高效率。令电感比例m=6，在不同品质因数Q条件下的LLC谐振部分的增益K曲线如图3所示。

(2)

图3 LLC谐振部分增益曲线(m=6)

从图3可知，在相同频率下，品质因数Q越小增益越大，在谐振频率点时，不同品质因数的增益均为单位增益，考虑到LLC参数设计的可调整性，品质因数选择Q=0.5，最大增益可达K=1.2。根据PWM整流的中间电压Udc和输出电压Uo，选择高频谐振变压器变比Np:Ns=5:1。

2 控制策略

根据前级PWM整流在dq旋转坐标系下的数学模型，可以得到式(3)，其中vd、vq为控制电压矢量。

(3)

从式(3)可知在dq旋转坐标系下电流的有功分量和无功分量相互耦合，控制稳定性不好，需要进行电流补偿，消除耦合电流之间的相互影响，实现解耦。令电压控制矢量：

(4)

其中Δvd、Δvq分别是d轴和q轴电流补偿器的输出，由式(3)和式(4)得：

(5)

图4 解耦控制

基于LLC谐振电路工作原理[6]，后级电路控制系统的谐振工作频率应设置在最大增益点频率与谐振频率之间fs∈[fs_Q=0.5/Kmax,fr]以实现变压器原边开关器件软开关(ZVS)和变压器副边整流二极管的软换向，降低谐振电路开关损耗，谐振电流如图5所示。

图5 LLC谐振电流

(a)当开关频率等于谐振频率fs=fr时，LLC谐振电路工作在单位增益，t1时刻励磁电流等于谐振电流ILm=ILr，从t1到t2时间内仅为控制驱动信号死区时间，变压器原边电流近似正弦波，变压器副边电流在ID11降为零后ID12导通，变换效率高。

(b)当开关频率小于谐振频率fs

文中结合前级PWM整流对Udc电压的可控调节和后级LLC谐振在谐振频率点的高转换效率，采用了通过调节Udc电压控制后级定频谐振输出电压的混合控制方式。前级PWM整流工作在升压模式，后级LLC谐振电路工作在谐振频率点，输出电压Uo的闭环补偿为系统外环，补偿量是前级PWM整流控制的Udc电压参考值，通过锁相和空间矢量解耦控制，调节Udc电压，经过高频LLC谐振，快速调节输出电压Uo。在系统启动时，为了提高系统稳定性，启动控制采用如图6所示流程。

图6 启动控制流程

3 仿真验证

在Simulink仿真环境下进行了系统仿真，在理想环境下，仿真参数如表1所示，输出采用阻性负载模拟充电机带列车直流负载。

表1 仿真参数

模拟带载25 kW，PWM整流波形如图7所示，LLC谐振波形如图8所示。

图7 PWM整流波形

图8 LLC谐振波形

从仿真波形可知三相交流输入电流为正弦波形，电流相位跟踪输入电压相位，实现单位功率因数，在输出电压Uo为DC 110 V的条件下，中间直流电压Udc稳定在565 V，谐振电流波形近似正弦波，在变压器原边SiC MOSFET实现ZVS，副边二极管电流实现了软关断，输出电压Uo稳定在110 V。

4 试验验证

文中设计了一台25 kW充电机样机，实物参数与仿真参数一致，模型如图9所示，实现了AC 380 V到DC 110 V的功率变换，功率转换效率95.3%，交流侧功率因数0.997。

图9 充电机样机设计

图10所示为充电机的启动波形，充电机启动过程中共5个过程，(a)、(b)为中间直流电压不控整流预充电过程，(c)为LLC谐振电路占空比线性增加到100%过程，(d)为PWM整流电路启动工作过程，(e)为系统达到输出电压稳定状态。

图10 充电机启动波形

图11所示为Uo输出电压负载变化时的波形，输出电流io从100 A到200 A的加载和反向减载过程中，中间直流电压Udc和输出电压Uo能够快速实现闭环控制，保证输出电压的稳定。

图11 负载突变波形

图12所示为稳定工作时的充电机电路波形，PWM

整流部分相电流波形为正弦波且滞后线电压30°相位，实现了单位功率因数；LLC谐振部分谐振电流近似正弦波，实现了较高的能量变换效率。

图12 稳态波形

5 结 论

研究设计了一种基于PWM整流和LLC谐振的新型高速动车组充电机，介绍了系统的工作原理和控制策略，在交流输入侧实现单位功率因数，在高频变换侧采用高频谐振提高变换效率，通过电路仿真验证了充电机的工作原理，并试制了一台25 kW充电机样机，证明了系统控制策略可靠，输出电压稳定。