X+Ku波段超宽带铁氧体移相器的仿真设计

高昌杰

(西安电子工程研究所 西安 710100)

0 引言

波导铁氧体移相器具有损耗小、功率容量高、制作工艺简单、成本较低等优势，适用于无源和子阵级有源相控阵雷达系统[1-2]。为了满足不断增加的雷达工作带宽需求，国内外研究人员在改善波导铁氧体移相器相对带宽方面进行了有力探索，取得了良好效果[1-3]。罗会安[1]和胡岚[2]均采用铁氧体双环矩形波导方案，分别在Ku和S波段研制了工作带宽40%和30%的移相器样件；EI-Badawy[3]采用格林函数法，对工作频带更宽的铁氧体双环脊波导移相器传输特性进行了建模分析。到目前为止，能够在X+Ku波段实现80%相对带宽的移相器实现方案还未见报道。EI-Badawy[3]虽然对相应频段的移相器进行过性能分析，但仅限于主模相频传输特性，其分析模型与实用设计方案还有较大差距。

基于前人相关工作，本文以铁氧体双环脊波导移相器为研究对象，将HFSS仿真分析和超越方程解析求解方法相结合，以截止TE20高次模、确保最佳相频特性为约束条件，给出了移相器传输线电磁结构设计参数，并在优化设计宽带阻抗匹配网络的基础上，形成了能够在X+Ku波段实现80%以上相对带宽的铁氧体移相器实现方案。

1 设计分析方法介绍

1.1 双环移相器相频特性计算分析方法的比对选择

铁氧体双环脊波导移相器传输线的横截面结构如图1所示，其结构尺寸及填充材料参数对移相器幅相传输特性具有决定性影响。在实现较小传输损耗的基础上确保相频特性最佳，是移相器传输线设计的主要准则。当铁氧体和填充介质电、磁损耗参数确定后，移相器的传输损耗大小主要取决于移相传输线长度。因此，移相器传输线的设计思想可概括为：通过优化选择电磁结构参数，在尽可能抑制高次模、尽可能提高相移效率的基础上，确保相频误差最小。

对相频特性的计算分析，已有两种较为成熟方法可供选择：HFSS软件仿真和超越方程解析求解。HFSS软件仿真方法具有较高准确度，但求解时间较长，不利于多参数优化；超越方程解析求解方法方便快捷，在确保一定设计准确性的前提下可优先选用。在此，不妨对两种方法的计算结果进行比对分析。

铁氧体双环波导移相器的传播常数超越方程由温俊鼎教授首先提出[4]，具体如式(1)所示。该方程基于图2所示的双板模型，对双环矩形波导、脊波导均适用。

图1 铁氧体双环脊波导移相器传输线横截面结构示意图

图2 铁氧体双环移相器双板模型结构示意图

(1)

其中，

该模型利用波导横截面结构对称性，将左半部分按不同加载形式从左到右依次分为Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ五个区域，ε0、εf、ε3和ε5分别为区域Ⅰ、Ⅱ(Ⅳ)、Ⅲ和Ⅴ的介电常数。

当κ的符号分别取“+”和“-”时，分别求解方程(1)可得到β+和β-，从而可求得单位长差相移Δβ=β+-β-。

从方程(1)可以看出，双板模型与实际模型存在两点主要差别：1)双板模型将环棒中心缝区域Ⅲ等效为均匀介质填充，忽略了铁氧体介质的存在；2)对脊波导结构，未考虑波导高度台阶引起的电容效应。这两项差别可能引起相应的计算误差。

为了分析方程(1)解析求解误差，下面针对某矩形波导和脊波导结构，分别对双板模型仿真、实际环棒模型仿真、超越方程解析求解三种情况给出比对结果，见表1所示。

表1 超越方程解析求解与HFSS仿真结果比对表

从表1中数据可以看出，解析求解方法对矩形波导的计算结果具有较高准确度，可以作为近似方法对相应器件相频特性进行分析；而对脊波导结构移相器，该方法则具有较大误差，需在后续工作中在考虑台阶电容效应的基础上进行完善修正。

1.2 双环脊波导移相器传输线电磁结构参数设计

由于铁氧体和填充介质的介电常数较高，移相段传输线一般不可能实现TE10单模传输，设计时可采用HFSS仿真软件，通过端口多模仿真，确保截止容易激发的TE20高次模。

通过仿真优化，可得到综合性能较优的双环脊波导移相器传输线设计参数如下(尺寸单位：mm)：脊波导宽边a=5.8、窄边b=3.5、脊间距b1p=1.9，铁氧体环板厚a2=0.6、中心缝宽a3=1.2、中心缝高sh=2.3、介电常数εf=14、4ПMr=1280 Gs，脊间加载介质宽度2a5=1、介电常数ε5=40。该组设计参数在7 GHz以上具有较好传输特性，在17 GHz以下可截止TE20高次模，在7～18 GHz内具有较好相频特性，具体数值如表2所示。

表2 双环脊波导移相器相频特性仿真结果数据表

1.3 匹配网络设计

考虑到需实现X+Ku波段宽带传输，拟选用横截面如图3所示的36JS5000型脊波导作为该移相器对外接口。在接口波导与移相段之间级联阻抗匹配网络，是实现移相器良好性能的重要保证。本文拟按如下步骤给出阻抗匹配网络的设计参数。

图3 X+Ku波段移相器射频接口波导结构示意图

首先，进行初值设计。

选取中心频率f0=12 GHz，可通过仿真得到移相段传输线(铁氧体等效为电介质)等效阻抗Z0=λgf=5.2，接口波导等效阻抗Zn+1=λg0=26.6，阻抗变换比R=Zn+1/Z0=5.1，取设计相对带宽Wq=1，查相关设计表格[5]，可得驻波比ρmax=1.29时三阶切比雪夫阻抗变换器的归一化阻抗分别为：

于是，可综合出三阶阻抗匹配网络的波导波长分别为：

三阶阻抗匹配网络均采用脊波导中间部分填充满高度介质结构，可通过仿真调优，得到其初始设计参数如表3所示。采用该设计参数，可建立如图4所示的HFSS仿真模型，通过进一步对填充介质尺寸进行优化，可得到如图5所示的最佳匹配特性，为便于比较，将仿真优化后的相应参数也一并列于表3中。可以看出，优化前后的介质纵向长度尺寸差异较大，主要误差来源于初始设计中未考虑各阶波导高度的台阶电容效应。

图4 移相器匹配网络参数仿真优化模型图

表3 匹配网络参数初始设计值与仿真优化后结果对比数据表(尺寸单位：mm)

图5 优化设计得到的宽带移相器驻波系数仿真曲线

从图5可以看出，该移相器可在大约11 GHz带宽内实现驻波系数小于1.4的匹配特性。

2 结束语

为了便于分析相频特性，本文对前人提出的超越方程解析求解方法的准确度和适用性进行了比对分析，为该方法的进一步完善提供了可行途径。在此基础上，通过仿真优化，得到了具有较好相频特性和阻抗匹配特性的移相器设计参数，为X+Ku波段超宽带移相器实现80%以上相对工作带宽提供了可行方案。在后续工作中，将对阻抗匹配特性进行改善，并将对相应设计参数进行实验验证。