VIENNA 整流器改进同相双载波补偿控制的仿真研究

白敬彩，张 琳，范 峥，胡永涛

（1.河南工学院 电气工程与自动化学院，河南 新乡 453003；2.河南省交通运输厅 机关服务中心，河南 郑州 450000）

0 引言

随着我国电动汽车产业的迅猛发展，需要建设大量的充电站为电动汽车蓄电池补充电能，由于充电机需要快速从电网上获取很大的电流，并且它是一种非线性负载，会给电网带来很大的谐波污染，因此研究带有功率因数校正功能的整流器具有重要的意义[1]。在三相整流器拓扑结构中，三相VIENNA整流器拓扑具有网侧电能质量好、开关器件少、管应力小、直流母线无直通危险等优点，在实际中得到了大量使用[2,3]。三相 VIENNA 整流器作为电网与DC-DC 变换器之间的接口，主要用于实现功率因数校正及输出700 V 直流母线电压。700 V 的直流电压作为DC-DC 变换器的输入，通过调节DC-DC 变换器的开关占空比使得装置能够给宽范围的不同额定电压（200~500 V）的电池充电[1]。

目前已有很多专家学者对三相 VIENNA 整流器拓扑的原理及控制方式，包括三电平SPWM 控制、SVPWM 控制、单周期控制及母线中点平衡控制等进行了深入研究[4-7]，但针对其实际应用中所面临的特殊过程如母线欠压起动、空载稳定输出等却鲜有分析。上述过程虽然是短暂的过渡过程，但是如果控制不好，将严重影响系统的正常工作，甚至会导致系统失效。本文对传统同相双载波补偿控制（Phase Disposition Double Ramp Comparison Control,PDDRCC）方式下，系统运行在以上特殊情况时所存在的问题进行分析，提出改进策略，并通过仿真验证该控制策略的有效性。

1 VIENNA 整流器传统同相双载波补偿控制

1.1 VIENNA 整流器工作原理

VIENNA 整流器拓扑结构如图1 所示，其中Sa、Sb、Sc为双向开关，该双向开关存在四种拓扑结构，通过控制三个双向开关的导通与关断即可实现功率因数校正及输出给定直流电压的功能。

图1 VIENNA 整流器拓扑

1.2 传统同相双载波补偿控制

VIENNA 整流器作为一种三电平整流器，其SPWM 控制方法为两电平SPWM 的拓展，需要用到两组幅值、频率相同的三角载波，且这两组三角载波对称分布于调制波的正负半周[4]。根据上下三角载波的相位关系，VIENNA 整流器的双载波控制方式可进一步分为PDDRCC 与反相双载波补偿控制（Phase Opposition Double Ramp Comparison Control,PODRCC）。

PDDRCC 方法与PODRCC 方法均可实现三电平SPWM，二者之间的区别只是上下三角载波相位关系的不同。为了分析这一区别对调制效果的影响，文献[8]对PDDRCC 与PODRCC 输出的相电压进行了双重傅里叶分析。分析结果表明PDDRCC 对波形改善的效果比PODRCC 调制的效果更佳。

基于传统PDDRCC 的VIENNA 整流器的控制框图如图2 所示。调制波同时与上下三角载波作比较，输出的两路逻辑信号经过逻辑与后得到开关信号。相当于调制波位于正半周时，下三角载波失效，上三角载波与调制波比较得到开关信号；调制波位于负半周时，上三角载波失效，下三角载波与调制波比较得到开关信号。

图2 VIENNA 整流器的传统PDDRCC 控制框图

据此，建立PDDRCC 的Simulink 仿真模型，如图3 所示，选定主电路参数如下：

图3 VIENNA 整流器的PDDRCC 仿真模型

（1）额定负载：15 kW；（2）额定直流母线电压：700 V；（3）额定输入电压和频率：220 V，50 Hz；（4）开关频率：50 kHz；（5）三相输入电感：0.46 mH；（6）上下直流母线电容：1640 μF。

仿真模型设置如下：

（1）求解器设置：fixed-step（定步长）、ode2（改进欧拉法）、step size=1e-6 s。

（2）Powergui 设置：Simulation type: Discrete，sample time=1e-6 s。

1.3 直流母线欠压起动失效

在充电模块接入负载前会经历预充电过程，先经由三相 VIENNA 整流器的二极管通过不控整流的方式将直流母线电压提升到完成第一阶段充电；然后通过SPWM 控制完成欠压启动，进一步将直流母线充电至700 V，从而完成第二步充电。仿真中发现现行控制方式下系统无法完成第二步充电，甚至母线电压达到698 V、只比预设值低2 V 时也无法完成第二步充电。图4 为设定直流母线电压初始值为698 V 时，PDDRCC 方式下三相输入电流、、及直流母线电压Uo的波形。图5 为开关信号Sa、Sb、Sc的波形。由图可知，在传统PDDRCC 方式下，母线欠压起动时三个双向开关失去作用，VIENNA 整流器完全退化为三相不控整流器，不能稳定工作。

图4 传统PDDRCC 方式下的仿真波形

图5 开关信号Sa、Sb、Sc 的仿真波形

1.4 空载时直流母线电压不受控

由于VIENNA 整流器中能量只能单向流动，当整流器空载状态时，直流母线电容持续充电而没有放电回路，故直流母线电压不断上升[9]，空载时直流母线电压Udc的波形如图6 所示。同样，当整流器带的负载很小时，直流母线电容的充电速度高于放电速度，也会导致直流母线电压不断上升。

图6 空载时Udc 的波形

2 PDDRCC 的改进

2.1 载波选择

由SPWM 的原理可知，三相电流PI 调节器输出的调制波可看作是交流侧相电压uAN、uBN、uCN的给定信号。由于VIENNA 整流器在稳定工作时必须满足输入电流与交流侧相电压极性相同这一重要限制条件[10]，因此必须保证交流侧相电压的给定信号与输入电流的极性相同。通过仿真发现，电流 PI调节器输出的调制波与输入电流之间存在相位差（1.2°）。图7 分别给出了A 相输入电流和A 相调制波。在虚线包围的相位区间内，A 相输入电流由负变为正，当根据输入电流极性选择载波时，虚线内调制波小于0 的那部分失效，A 相开关始终导通，电路只能工作在4 种开关状态。根据相位关系可知此时B、C 相电流均小于0，分析VIENNA 整流器的工作状态可知，这四种开关状态都是给直流母线支撑电容C2充电。但若根据调制波极性选择载波，则在虚线包围的相位区间内，电路仍能工作在8 种开关状态，其中4 种开关状态下给直流母线支撑电容C1充电，另外四种开关状态下给直流母线支撑电容C2充电。因此，在虚线包围的相位区间内，根据调制波极性选择载波时，中点电位调节的效果不够，这使得电容C1、C2产生了一定的电压差。在每个输入电流过零点处，电压差都会不断地累积，这会导致中点电位PI 控制器输出的零序分量很大，进一步使得电流PI 调节器输出的调制波中也含有很大的直流分量，最终使得调制波的值大于1 或者小于-1，三相开关全部关断，VIENNA 整流器就退化成不控整流器。

图7 输入电流与调制波

为此，可在PDDRCC 中引入电流极性判断，如图8 所示，根据电流极性来决定相应的调制波是与上载波还是下载波比较。

图8 改进PDDRCC 的载波选择依据

在Simulink 中对直流母线电压的建立过程进行模拟：设置电容C1、C2的电压初始值为539 V，在初始时刻空载起动电路，ia、ib、ic的波形如图9(a)所示，Uo的波形如图9(b)所示。在初始时刻母线欠压空载起动时，三相输入电流会产生过冲，直流母线电压也会上升至一个略大于700 V 的数值。在图9(a)中，ib的峰值为60.7 A，小于额定电流的两倍；在图9(b)中，初始时刻直流母线电压上升至702.4 V。母线欠压空载启动时，输入电流的过冲值及直流母线电压的大小同样与电压 PI 调节器的输出上限值有关。电压PI 调节器的输出上限值越小，输入电流的过冲值越小，直流母线电压越接近700 V。由图9可知，在直流母线电压的建立过程中系统仍能稳定工作。

图9 直流母线电压建立过程中的波形

2.2 空载母线电压控制

当VIENNA 整流器的三个双向开关同时断开时，VIENNA 整流器就变成了三相不控整流器，而三相不控整流器能输出的直流电压的最大值为输入线电压的峰值，即V，小于直流电压给定值700 V。因此，控制VIENNA 整流器的三个双向开关在正常工作和全部断开这两个状态之间切换，就可以将直流母线电压稳定在700 V。

针对VIENNA 整流器在空载或者负载很小时直流母线电压不受控的问题，在原有的控制电路中再加入一个空载电压控制环节，原理如式（1）和图10 所示。设定一个略大于给定值的直流母线电压阈值，当直流母线电压的反馈值大于阈值时，控制三个双向开关同时关断，整流器工作在不控整流状态，交流侧停止给直流母线电容充电，直流母线电压稳定在阈值；当直流母线电压的反馈值小于阈值时，三个双向开关正常工作，直流母线电压上升。如此循环往复，就可以将直流母线电压稳定在阈值。在本系统中，取阈值702 V，留了2 V 的裕量，是为了让系统在输入电源电压突然上升15%时（直流母线电压会上升至701 V）仍能正常工作。图11(a)为加入空载电压控制环节后空载情况下直流母线电压Udc的波形，由图可知，空载时Udc能稳定在设定的上限值702 V。图11(b)为某时刻由空载切换到额定负载时Udc的波形，由图可知，0.2 s 时，系统由空载直接变到额定负载，直流母线电压会突然下降至691.6 V，0.4 s 时又重新稳定在700 V 正常工作。可见，加入空载电压控制环节之后，系统仍能稳定工作

图10 空载电压控制环节

图11 加入空载电压控制环节后Udc波形

3 仿真分析

综上所述，在传统PDDRCC 控制框图中引入电流极性判断，根据电流极性，选择与调制波进行比较的三角载波，从而使得交流侧相电压给定信号的极性与输入电流极性相同，同时，引入空载电压控制环节，解决空载或者负载很小时直流母线电压不受控的问题。改进PDDRCC 的控制框图如图12 所示，对应的Simulink 仿真模型如图13 所示，仿真参数设置与传统PDDRCC 完全相同。

3.1 额定工作条件下的仿真分析

对VIENNA 整流器采用改进PDDRCC 控制策略进行了仿真研究。图14(a) 为三相输入电流，，的波形，图14(b)为直流母线电压Uo的波形。图15为A 相输入电压va与A 相输入电流ia的波形。三相输入电流的THD，电路的PF、效率η等数据如表1所示。

由图14(a)可见，三相输入电流为正弦波且纹波很小。在图14(b)中，由于初始阶段突加额定负载，直流母线电压突降至695.3 V，经过0.6 s 后，直流母线电压重新稳定在700 V，电压纹波为0.2 V。根据 FFT 分析结果，直流母线电压主要含有 6n（n=1,2…）次谐波。由图15 可知，输入电流与输入电压基本保持同相位，保证了系统的单位功率因数运行。

图12 VIENNA 整流器的改进PDDRCC 控制框图

图13 VIENNA 整流器的改进PDDRCC 仿真模型

由表1 可知，输入电流与输入电压之间不存在相位差，输入电流的谐波畸变率THD，电路的功率因数PF、效率η均达到指标要求。

图14 改进PDDRCC 下的仿真波形

图15 A 相输入电压、输入电流波形

表1 三相输入电流的THD、PF、RMS 及电路效率

3.2 鲁棒性测试

3.2.1 电源电压幅值突变

在0.6 s 时，电源电压幅值发生突变。图16(a)、16(b)为电源电压幅值突然上升15%时的、、及Uo的波形。由图可知，0.6 s 时直流母线电压会突然上升至701.2 V，1.2 s 时又重新稳定在700 V。图16(c)、16(d)为电源电压幅值突然下降15%时的、、及Uo的波形。由图可知，0.6 s 时，直流母线电压会突然下降至698.5 V，1 s 时又重新稳定在700 V。可见，电源电压突变时，输入电流立刻跟随电源电压变化，这说明系统具有良好的动态响应特性。

图16 电源电压幅值突变时的波形

3.2.2 电源电压频率突变

在0.6 s 时，电源电压频率发生突变。图17(a)、17(b)为电源电压频率突变为51 Hz 时的ia、ib、ic及Uo的波形。图17(c)、17(d)为电源电压频率突变为49 Hz 时的ia、ib、ic及Uo的波形。由图可知频率突变基本上不会对ia、ib、ic及Uo的波形形状产生影响。当电源电压发生频率突变时，输入电流的频率立即跟随电源电压发生变化。

图17 电源电压频率突变时的波形

4 结语

研究了VIENNA 整流器的传统PDDRCC 控制策略，仿真中发现该控制策略存在母线欠压起动时无法正常工作和空载时直流母线电压不受控的问题。针对上述问题，探讨了使用PDDRCC 控制策略时载波选择的依据，根据VIENNA 整流器稳定工作的重要限制条件，得出了应根据输入电流的极性选择与调制波进行比较的载波的结论，以及应在原有的控制电路中加入空载电压控制环节。基于此，对传统的PDDRCC 控制框图进行了改进并进行了仿真研究。仿真结果表明，使用改进的PDDRCC 控制策略后，系统在母线欠压起动时仍能正常工作，空载或者负载很小时直流母线电压可稳定在阈值，且输入电流的THD、电路的PF 和效率、鲁棒性测试结果均达到了指标要求。