五开关H桥逆变器改进PWM控制方法的研究

2020-06-28叶满园章俊飞

电源学报 2020年3期

叶满园，章俊飞，陈乐

（华东交通大学电气与自动化工程学院，南昌330013）

多电平逆变器具有输出电压电平数多、谐波含量小和波形更接近正弦波等优点[1]。近些年来，多电平逆变器在高压大容量的场合被广泛应用[2]。多电平逆变器主要有：二极管钳位型、飞跨电容型和级联型3种拓扑结构[3]。

多电平逆变器的研究主要集中在其拓扑结构[5-8]和调制策略两大方面[9]。文献[10]介绍了混合钳位型五电平逆变器，该拓扑所需要的开关器件和电容较多，提出了2种调制策略：改进的载波移相脉宽调制PWM（pulse width modulation）策略和基于最优零序电压注入的平衡控制同时控制，其控制方法较为复杂，在求解最优零序电压的时候，计算也比较复杂，求解精度不高；文献[11]介绍了2单元级联H桥五电平逆变器，提出了载波移相SPWM控制策略，该控制策略算法简单，可以扩展到N个H桥级联，但该拓扑结构所需开关器件较多，开关损耗大；鉴于上述问题，文献[12]提出了一种仅需5个开关器件的单相五电平逆变器，这种拓扑结构在输出五电平相电压的情况下，要比传统的五电平逆变器所需的功率开关器件少，开关损耗降低，且PWM控制电路得到了简化，装置体积减小了，提高了系统的可靠性。

针对这种5开关5电平拓扑结构，本文对其研究了PWM策略，提出了基于载波移相脉宽调制CPS-PWM（carrier phase shift-pulse width modulation）的改进型控制方法，通过仿真和实验研究验证了该方法是正确可行的。

1 5开关H桥逆变器拓扑结构分析

5开关H桥逆变器拓扑如图1所示。与传统的单元H桥相比，该拓扑增加了1个辅助电路，由4个钳位二极管 D6、D7、D8、D9和功率开关管 T5构成；直流侧电容Cd1=Cd2，电容电压均为E；5开关H桥输出电压为Uo。

表1 5种电平对应的开关状态Tab.1 Switching states corresponding to five levels

辅助电路实现了能量的双向流动，使直流电压源的能量按照H桥的4个功率开关管的通断控制，有序组合出五电平相电压 Uo，Uo有 5种电平：±2E、±E、0，这5种电平由开关组合的状态来合成，五开关H桥逆变器输出电压Uo的5种电平对应的开关状态 T1～T5如表 1 所示，表中“1”表示导通，“0”表示关断。

2 5开关H桥逆变器PWM策略

传统2单元H桥两级级联采用单极倍频载波移相脉宽控制方法，正好也是输出5电平电压，因此可将该控制方法应用于5开关H桥逆变器。将传统的2单元H桥级联得到的5电平输出电压作为5开关H桥逆变器的输出目标，再结合其4种工作模式，逆向推导出5个开关器件的PWM信号。

首先要得到1个虚拟的5电平输出电压，实现方法如下：将2单元传统H桥级联，由于采用的是单极性调制法，2个正弦调制波VmA、VmB幅值和频率相等，相位相差180°，如图2所示，它们分别作为传统H桥左右半桥的调制信号，2个相位差为Tc/4的三角载波Vc1、Vc2的频率为fc，周期为Tc。然后将调制得到的左右半桥开关器件的函数相减，就得到了虚拟的3电平电压波形V3-1和V3-2，再把得到的2个虚拟3电平相加，就得到了虚拟的5电平电压V5，虚拟5电平得到过程如图2所示。

结合表1的开关模式和图2的虚拟5电平来分析开关器件的PWM信号。从表1的开关模式来看，开关T2、T4在输出电压的1个周期内，开关状态只变化1次，频率为基波频率。开关T1、T3的开关状态在每个电平段都发生变化。开关T5的开关状态完全取决于T1、T3的开关状态。从V5电平段的变化来看，在E～2E电平段，只有开关T1频繁通断工作；在0～E电平段，只有开关T3频繁通断工作；在-E～0电平段，只有开关T1频繁通断工作；在-2E～-E电平段，只有开关T3频繁通断工作。因此，在输出电压整个周期-2E～2E的5个电平段，频繁动作的开关依次是 T3、T1、T3、T1，并且处于同一半桥的 T1、T3开关状态并非纯互补关系，而T5只是跟随每个电平段有频繁通断动作的开关T1或T3作互补动作，开关T2、T4只动作1次。

图2和图3结合起来就是5开关H桥逆变器改进型载波移相脉宽控制原理。其中图3（a）是虚拟V5等效及其对应的4种工作模式，表示为

这4种工作模式决定了图3（b）脉冲作用时间段，共分为 6 个时间段：P1、P2、P3、P4、P5、P6。根据参考电压Vref的幅值，每个模式的运行区间在一定时间内变化。

参考电压Vref的表达式为

式中，M为调制度。在高调制度M∈（0.5，1]时，令Vref=E，由式（5）可得 θ1，即

θ1与 θ2、θ3、θ4的关系为

信号CA和信号CB来自于虚拟五电平，且信号CA和信号CB是不唯一的，要根据本文的4种工作模式来取。CA是由V5=2及V5=-2，再做“或”运算得到的，同理，CB是由V5=0得到的。开关驱动信号T1～T5由信号CA和信号CB，通过脉冲作用时间段生成。开关函数为

当在高调制度M∈（0.5，1]时，传统的H桥两级级联输出的5电平电压作为5开关H桥逆变器输出的目标电压；但当在低调制度M∈（0，0.5]时，不管是采用载波移相PWM，还是载波层叠PWM，H桥两级级联输出电压均会出现降电平的现象，输出电压为3电平。所以在低调制度下，5开关H桥逆变器输出电压也为3电平，且只存在2种工作模式，即模式B和模式C，则有

此时，模式B、模式C对应的脉冲作用时间段均为1/2个输出周期，即正半周期Po+、负半周期Po-，由于信号CA对应的是模式A、模式 D，可忽略，取信号CB即可。由V5=0可得，低调制度下V5为虚拟3电平。把它们代入式（10）～式（14）就可得到低调制度下的开关函数。

3 仿真研究

为了分析验证该调制策略的可行性，在图1所示的拓扑交流侧接入LC滤波器和阻性（或感性、容性）负载，在Matlab/Simulink平台上进行仿真研究。仿真参数：直流侧电压2E=48 V，直流侧电容Cd1=Cd2=4 700 μF，载波频率 fc=1.5 kHz，调制波频率fm=50 Hz。表2为不同调制度不同负载的仿真参数。

图4为调制度M=0.9时5个开关脉冲信号的仿真波形，显然 T2、T4是低频信号，T1、T3是中高频信号，T5是高频信号。图5、图6、图7分别为调制度M=0.9、0.6、0.4时逆变器在阻性负载、感性负载、容性负载下输出的仿真波形。其中Uo为逆变器输出电压，U*o为滤波后电阻两端电压，io为逆变器输出电流。从图 5（a）、图 6（a）、图 7（a）可以看出，不同调制度下，逆变器输出电压波形发生了改变。在高调制度下，即M=0.9或M=0.6时，逆变器输出电压为5电平。根据式（6）～式（9）可知，当调制度发生改变时，θ角随之发生变化，4种工作模式发生改变，逆变器的输出5电平电压波形不一致，与图5（a）、图6（a）所示的仿真波形情况一致。在低调制度下即M=0.4时，逆变器输出电压从五电平降到了3电平，如图7（a）所示仿真波形。图 5～图 7 中的（b）（c）（d）分别为不同调制度下不同负载的工作情况。从图中可以看出，不管是在高调制度还是低调制度下，不论负载性质（阻性、感性、容性），逆变器输出电流io和电阻两端电压均为波形质量较好的正弦波。虽然当负载为容性时，输出电流io和电阻两端电压波形起始位置出现了轻微的振荡，但在0.01 s后，波形趋于正弦波，并不会影响逆变器的工作性能。

表2 不同调制度（M=0.9,0.6,0.4）下不同负载的仿真参数Tab.2 Simulation parameters of different loads at different modulation degrees（M=0.9,0.6,0.4）

图8是不同调制度下逆变器输出电压Uo的频谱。从图中可以看出，当M=0.9时，THD=33.45%；当调制度下降到M=0.6时，THD增加到了44.54%，输出电压Uo依然是5电平；但当M=0.4时，此时输出电压Uo为3电平，THD增加到了76.98%，符合实际情况。而且由于单极倍频载波移相调制策略的应用，输出电压Uo的等效开关频率为4fc，即载波频率的4倍，与图8频谱分析仿真结果一致，谐波主要包含4n（n为自然数）倍载波次谐波及其边带谐波分量。该PWM控制方法使得逆变器输出的等效开关频率为载波频率的4倍，使谐波群更容易滤除，提高逆变器的工作性能。

4 实验验证

为了证明本文提出的5开关H桥五电平逆变器拓扑结构及其改进型脉宽控制方法的可行性与正确性，搭建了5开关H桥逆变器的实验平台进行验证。该平台采用DSP（TMS320F28335）进行控制，开关器件采用绝缘栅双极型晶体管IGBT（insulated gate bipolar transistor）。实验时，直流电压2E=100 V，直流侧电容Cd1=Cd2=4 700 μF,载波频率为1.5 kHz，调制波频率为50 Hz。实验参数跟仿真参数一致，进行了不同调制度下不同负载的验证。

图9是M=0.9时5个开关脉冲信号的实验波形，与仿真结果基本一致。图10～图12是该逆变器在不同调制度下不同负载时的输出实验波形。从实验波形中可以看出，经过滤波电路后，负载两端电压和逆变器输出电流io趋于正弦波，调制度越高，波形质量更好，越接近正弦波。由于容性负载下电容取值偏大，造成波形存在少许振荡。

图13是逆变器在不同调制度下输出相电压频谱分析，从频谱分析可知，虽然调制度不同，但谐波还是主要集中分布以6 kHz为中心的边带谐波附近，与图8仿真结果一致。