一种基于内置变压器的高增益双向DC-DC变换器

严志星 ，曾 君 ，赖 臻 ，刘俊峰

（1.华南理工大学电力学院，广州510640；2.华南理工大学自动化科学与工程学院，广州 510640）

近年来，随着储能技术的发展，高增益双向DC-DC 变换器 BDC（bidirectional DC-DC converter）作为低压储能装置和高压直流母线的接口，成了国内外工业界与学术界研究和发展的热点[1-2]。由于高压直流母线的电压等级通常是在400 V及以上，高压侧的功率器件通常采用高电压应力、开关频率较低的IGBT[3]。然而，较低的开关频率会严重影响变换器的功率密度，因此有学者提出了通过串联减小功率器件电压应力的拓扑，使MOSFET可以应用在高压侧，提高开关频率[4]。

目前，BDC主要分为隔离型和非隔离型2种类型。在电动汽车、航天器和直流微网等不需要电气隔离的场合[5]，非隔离型BDC具有成本低、效率高和体积小等优点。最基本的非隔离BDC是传统的半桥Buck/Boost结构。但在实际应用中，由于二极管的反向恢复问题，传统Buck/Boost结构的增益是受限的[6]。因此，为了实现更高的增益，开关电容结构[7-8]、耦合电感结构[9-11]和内置变压器[12-13]结构受到了国内外众多学者的关注。开关电容结构是一种以电容作为储能元件，串联提高电压增益的技术，具有增益高和电压应力低的优势，但在开关电容结构中电流尖峰是不可避免的，这会严重地影响储能装置的寿命[14]；耦合电感结构作为滤波电感和变压器的有机结合，可以通过合理设计匝比而有效地提高增益。然而，耦合电感型的BDC会引入直流偏磁，导致磁芯利用率大大降低。内置变压器结构的特点是磁芯中的磁通可以相互抵消，使得磁芯可以避免磁饱和的出现，从而有效减小磁性器件的体积[15]。

文献[11]中，国内学者吴红飞等提出了一种基于耦合电感结构和电压匹配控制的BDC，可实现灵活地调节电压增益。然而，随着功率等级的提升，低压储能装置侧的电流应力和电流纹波会随之增大，过大的电流纹波会严重地缩短储能元件的使用寿命[16]。多相交错技术可以明显减小MOSFET的电流应力和低压侧的电流纹波[17]，同时，低压侧的滤波器件尺寸可以随之减小。文献[9]中，国内学者王议锋等提出一种基于交错耦合电感和串联开关电容的BDC，可以实现高电压增益和低的电压应力，但其中耦合电感的耦合系数需要设计为0.3，难以实现。为了简化磁性器件的设计，文献[13]中，国外学者Bahrami等提出一种将内置变压器集成在3个传统的Buck/Boost结构中的BDC，该变换器具有零电压开通 ZVS（zero voltage switching）、电压增益高和电流纹波小的优点，但它的电压调节范围窄，当低压储能装置侧电压随电池电量的减少而降低时，该变换器的软开关会丢失和效率会明显地降低。

基于前面的分析，本文针对在储能系统中应用的BDC，提出了一种基于内置变压器的BDC，其具有电压增益高、电压应力小、低压侧电流纹波小、全范围ZVS软开关、低压侧电压调节范围宽和控制简便的优势。本文提出的拓扑在低压储能侧采用两相交错的方式，可以大大地减少电流应力和电流纹波。通过将内置变压器集成在飞跨电容结构和2个交错的Buck/Boost结构中，该变换器可以同时实现电压增益高和电压应力小2个优势，并通过采用电压匹配的控制策略，实现2个控制变量的解耦、减小循环电流和拓宽低压侧电压调节范围。

1 电路结构和工作原理

1.1 电路结构

本文所提高增益BDC电路如图1所示。图中，一个内置变压器的原边放在飞跨电容结构中，副边放在2个交错的Buck/Boost结构中，变压器的匝比为n=N2/N1；VH和VL分别为高压母线侧电压和低压储能装置侧电压；C1、C2、Cc1、Cc2为箝位电容；Lm为内置变压器原边的等效励磁电感；Lr为其副边的等效漏感；L1和L2为2个相同的直流滤波电感。定义uab为a、b两点之间的电压；ucd为c、d两点之间的电压。由于该变换器可以实现功率的双向流动，将功率从VH传递至VL定义为降压模式，反之为升压模式。

图2是所述BDC降压模式时的关键工作波形。如图所示，开关管Q1u和Q1d互补导通，开关管Q2u和Q2d互补导通。Q1d和Q2d具有相同的占空比D，且开关管Q1d与Q2d的驱动信号相差180°。开关管S1和S3、S2和S4的驱动信号均为一对固定50%占空比的互补方波。位于uab和ucd之间的移相角φ可以调节功率的传输方向和大小。其中，S2的驱动信号超前Q1u移相角φ，S1的驱动信号超前Q1u移相角2π（D-0.5）+φ。 当低压侧电池电压变化时，可以通过调节占空比D，实现变压器两端的电压匹配VC=n（VH-VC）/2，从而能减少环流损耗。

1.2 工作原理

如图2所示，1个工作周期可分为16个模态。由于工作模态是对称的，故只分析1半周期θ0～θ8时刻的状态，另1半周期的模态相似。

模态 1（在 θ0之前）：如图 3（a）所示，Q1d、Q2u和S3、S4导通。 电容 C1、C2和 Cc1上的电压为（VH-VC）/2，uab和 ucd的电压幅值分别为-（VH-VC）/2 和-VC，由于电压匹配的实现，电感Lr的电流iLr斜率保持为0，电感Lm的电流iLm线性下降，L1的电流iL1线性上升和L2的电流iL2线性下降。

模态 2（θ0～θ1）：如图 3（b）所示，当 S4关断时，iLm和niLr的差给S1的结电容放电，给S4的结电容充电，直到S1的结电容放电至0。S1的体二极管导通，漏-源极电压下降到0。

模态 3（θ1～θ2）：如图 3（c）所示，S1实现了 ZVS。电压 uab和 ucd的幅值分别为 0和-VC，iLm保持为-VLTs/（2nLm），iLr满足

模态 4（θ2～θ3）：如图 3（d）所示，当 Q2u关断时，iL2和iLr的差给Q2d的结电容放电，给Q2u的结电容充电，直到Q2d的结电容放电至0。Q2d的体二极管导通，漏-源极电压下降到0。

模态 5（θ3～θ4）：如图 3（e）所示，Q2d实现了 ZVS。uab和ucd的幅值均为0，iL2开始线性下降，iLr满足

模态 6（θ4～θ5）：如图 3（f）所示，当 S3关断时，iLm和niLr的差给S2的结电容放电，给S3的结电容充电，直到S2的结电容放电至0。S2的体二极管导通，漏-源极电压下降到0。

模态 7（θ5～θ6）：如图 3（g）所示，S2实现了 ZVS。uab和 ucd的幅值分别为（VH-VC）/2 和 0，iLm开始线性上升，iLr满足

模态 8（θ6～θ7）：如图 3（h）所示，当 Q1d关断时，iL1和iLr的差给Q1u的结电容放电，给Q1d的结电容充电，直到Q1u的结电容放电至0。Q1u的体二极管导通，漏-源极电压下降到0。

模态 9（θ7～θ8）：如图 3（i）所示，Q1u实现了 ZVS。uab和 ucd的幅值分别为（VH-VC）/2 和 VC；iL1开始线性上升；iLr满足

从上述的分析可知，变压器的原、副边实现了电压匹配，保证了环流最小，所有MOSFET均实现了ZVS。在升压模式下，变换器的工作原理相似，此处不再赘述。

2 稳态分析

2.1 电压增益和传输功率表达式

根据模态分析，得到电压uab和ucd的幅值分别为

由式（5）可以得到电压增益G为

由图 2的相角关系以及式（1）～式（4）可得

在不同模式下的计算方式是相同的，可以得到该变换器的传输功率为

根据式（8），可得传输功率P与移相角φ、占空比D的关系，如图4所示，可见，在占空比D被赋值来实现电压匹配后，传输功率P随着移相角φ单调变化。控制框图如图5所示，它由电压匹配控制环路和功率传输控制环路组成。其中，VH和IH分别是高压侧的电压和电流，VL是低压侧电压，Pref是功率参考信号。一旦根据VH和VL确定占空比D的赋值后，就可以利用PI控制器调整移相角φ，用以调节传输功率P。

2.2 软开关条件

对于两相交错的Buck/Boost结构，已有很多相关文献对其软开关条件进行了详细分析[18]，此处不再赘述。本文对S1～S4的软开关条件详细分析如下。

根据降压模式的模态分析，iLm和niLr的差给MOSFET的结电容进行充放电从而实现ZVS。因此，S1～S4的软开关条件为

式中：Tdz为死区时间；Coss为MOSFET的结电容。

滞后管以S1为例，在S1导通前，iLm为其最小值-VLTs/（2nLm），iLr开始下降。根据式（9），滞后管的软开关条件为

根据式（10），随着移相角φ减少，滞后管实现软开关将会变得困难。当传输功率为0（φ=0）时，软开关最难实现。因此，励磁电感Lm必须设置为

根据式（11），励磁电感Lm的取值是与传输功率P无关的。因此，在升压模式中，滞后管的软开关条件是一样的。同理，对于超前管的软开关条件，有

因此，当合理地设置励磁电感Lm后，在全工作范围内均可以实现ZVS。

3 与现有BDC的比较

表1为本文所述BDC与文献[9，11，13]所述BDC在MOSFET数量、理论电压增益和最大电压应力等方面的比较。可知，所提出的BDC具有电压增益高、电压应力小、低压侧电流纹波小、全范围ZVS软开关和低压侧电压调节范围宽的优势。本文所述BDC和文献[13]中的BDC电压增益最高，但文献[13]中的BDC只能在占空比为0.5时能实现电压匹配，不具备低压侧电压调节能力。当低压侧电池电压变化时，环流会迅速增大，软开关范围会变窄。因此，相比较而言本文所提出的BDC更适合作为低压储能装置和高压直流母线的接口。

表1 与现有BDC的性能比较Tab.1 Comparison of performance between the proposed converter and the existing BDCs

4 实验验证

为了验证所述BDC的可行性，本文设计了1台额定功率为1 kW的实验样机。样机低压侧电压为40～60 V，高压侧为400 V。主要实验参数如表2所示。控制器采用德州仪器的DSP TMS320F28335。

表2 实验样机参数Tab.2 Parameters of experimental prototype

如图6所示为变换器在额定功率下的变压器两侧电压uab和ucd和漏感电流iLr的波形，其中，图6（a）～（c）为降压模式，图 6（d）～（f）为升压模式。 当nuab等于ucd时，漏感电流iLr的斜率保持为0，变换器中变压器两边的三电平电压波形实现了电压匹配。因此，循环电流可以保持最小值，所有MOSFET的软开关条件可以得到保证。当根据低压侧电压VL得到占空比D后，可以单变量调节移相角φ来控制传输功率。实验波形表明理论分析的正确性。

如图7所示为低压侧电压VL为50 V时S1～S4的软开关波形。图中，ugs为栅源-极电压、uds为漏-源极电压，iLr为漏感电流。 图 7（a）～（d）为降压模式，图 7（e）～（h）为升压模式，可见 4 个 MOSFET S1～S4均实现 ZVS，MOSFET S1～S4电压应力为 140 V，高压侧电压400 V被分成了 120 V、140 V、140 V 3个部分，由3个MOSFET共同分担。因此，本文所提出BDC可以采用低电压应力、低导通电阻的MOS-FET用以提升变换器转换效率。

如图8所示为不同低压侧电压VL下的实验样机效率曲线。可以发现样机效率在升压模式和降压模式下是相似的，这表明该BDC的效率是不受功率传输方向影响的，并且当低压侧电压VL变化时，该BDC的效率变化不大。因此，所提出的BDC适用在需要高电压增益、宽电压侧电压范围的储能系统中。

5 结语

本文提出了一种基于内置变压器的高增益双向DC-DC变换器。通过将2个电路的串联可以在实现高增益的同时具备低应力。变换器采用电压匹配控制，可以有效地减少循环电流和拓宽软开关范围。根据软开关条件的详细分析，合理设计器件参数，从而能在宽电压范围实现软开关。通过与现有BDC进行对比表明，所提出变换器具有电压增益高、电压应力小、低压侧电流纹波小、全范围ZVS软开关和低压侧电压调节范围宽的优势。根据理论分析，本文设计了1台低压侧为40～60 V、高压侧为400 V和额定功率为1 kW的实验样机。实验结果表明，所提出的变换器适用于需要高电压增益、宽电压侧电压范围的储能系统中。