一种并联输入并联输出的宽范围双向隔离DC/DC变换器

姚洪涛，粟 梅，但汉兵，熊文静 ，邬思升，胡子恒

（1.湖南三一智能控制设备有限公司，长沙 410083；2.中南大学自动化学院，长沙 410083）

DC/DC变换器由于可以为用电设备提供稳定的直流电，在各类电子设备中得到了广泛应用。目前，DC/DC变换器正在向双向、大容量、高效率、高功率密度以及宽范围输出的方向发展，在新能源发电、电动汽车以及锂电池化成分容等领域都有了大规模应用[1-4]。

双向DC/DC变换器有隔离和非隔离2种类型[5-6]，两者在拓扑结构上的主要区别在于有无隔离变压器。隔离型双向DC/DC变换器由于引入变压器，因而有更宽的调压范围，适用于需要电气隔离和高电压的大功率场合。传统的隔离型双向DC/DC变换器包括双向正激变换器[7]、双向反激变换器[8]、双向推挽变换器[9]、双向半桥变换器[10]与双向全桥变换器[11]。其中，双向正激变换器和双向反激变换器的拓扑结构简单，所需半导体器件数量较少，因而成本较低，适合于小功率应用场合；双向推挽变换器不适用在环境恶劣的高压场所，其功率等级较双向反激变换器高一些；双向半桥变换器和双向全桥变换器半导体器件所承受的电压应力较小，在中、大功率场合的应用较为广泛；与双向半桥变换器相比，全桥电路比半桥电路多1组开关管，增加了产品的体积和成本，但功率器件的电压、电流应力较小，适用于功率等级较高的场合。

在中、大功率场合，双有源全桥DAB（dual-active-bridge）DC-DC变换器具有对称的拓扑结构、零电压软开关 ZVS（zero-voltage-switching）以及可以实现大容量功率传输的优良特性，因而得到了广泛应用[12]。单移相控制是DAB变换器的基本控制方法，但是在宽输入或者宽输出的情况下以及轻载范围内，往往会丢失软开关的特性，制约了效率的提升。改进的控制策略如双移相控制或者三重移相控制策略虽然提高了变换器的传输效率，但是控制算法也变得复杂，同时控制系统设计的要求也相应提高。

LLC谐振变换器作为另外一种双向隔离DC/DC变换器，由于具有高效率、高功率密度和易于做到所有半导体器件的全范围负载软开关的特点[13]，也得到了广泛的关注和研究。传统LLC谐振变换器正向工作时为LLC串联谐振，反向工作时为LC串联谐振，其电压增益特性存在局限性，不能满足电池电压的要求。另一方面，当单级LLC谐振变换器工作在串联谐振频率点附近时，变换器的工作效率非常高，然而在宽范围的调压应用场合，变换器的开关频率会偏离谐振频率，导致效率降低；此外，为了增加调压范围，励磁电感需要设计的很小，变压器本身的损耗也会增加。因此单级LLC谐振变换器不适用于宽范围调压的场合[14]。

针对LLC谐振变换器双向功率传输时工作原理不对称的问题，文献[15]提出了一种增加辅助励磁电感的改进型DC-DC变换器，该变换器正向和反向工作时均能实现LLC变换器的增益特性，然而较多的谐振元件会使参数设计变得困难；文献[16-17]加入辅助谐振电路，并实现了高效率的增益特性，然而只能实现功率的单向传输。针对LLC谐振变换器应用于宽范围调压场合的问题，学者们从硬件方面提出了增加辅助网络或开关[18-19]的方法，从控制方面提出了移相控制[20]和混合调制[21]的方法，然而前种方法增加了系统成本，后种方法增加了控制复杂度。为了使LLC谐振变换器能够适应宽范围调压的应用场合，一些学者提出采用两级式DC/DC变换器，其中LLC谐振变换器工作在谐振频率点附近，以保证获得最大的传输效率和相对固定的电压增益，两级式DC-DC变换器的输出电压调节能力以及动态性能则由另外一级电路提供；文献[22]提出Boost+LLC变换器的结构，根据输出电压的变化来线性调节输入电压以实现电压恒增益，减小了开关频率的变化范围，从而提高了谐振变换器的效率，然而输出电压的变化范围只有2 V，开关频率变化范围依然较大，因而效率会在最大值附近波动；文献[23]提出了闭环控制的同步Boost变换器和LLC谐振变换器组成的两级式双向隔离DCDC变换器，副边增加了谐振电容，确保功率双向传输时谐振网络的对称性；文献[24]提出了两级式DCDC变换器，前级为非隔离的同步Boost变换器，后级为双向隔离的CLLLC变换器，为了实现功率双向传输时谐振网络的对称性，变压器原副边均有谐振腔，称为CLLLC或者C3LC结构[25]，然而增加了谐振元件使得谐振网络复杂，难以设计合适的元件参数；文献[26]提出Buck+LLC级联的拓扑结构，谐振变换器采用开环定频的控制策略，通过调节Buck变换器的占空比来调节DC/DC变换器的输出电压，该拓扑结构和控制策略适用于输入电压波动较大的场合；文献[27]提出了Buck-Boost变换器和LLC谐振变换器构成的两级式DC-DC变换器，能够满足输入和输出电压的宽范围变化，前级Buck-Boost变换器采用同步整流替换二极管整流，提高了效率，同时采用交错并连的结构提高了功率密度，然而这2种拓扑只能单向传输功率；文献[28]提出了半桥LLC谐振变换器+Buck-Boost变换器构成的双向隔离DC-DC变换器，实现了高效率的双向功率传输，其中谐振变换器工作在谐振频率点以获得最大效率，Buck-Boost变换器调节输出电压，由于LLC谐振变换器本身不是自然双向的拓扑，功率双向传输时无法保证谐振网络的对称性，当功率传输方向改变时，由于变换器原、副边的开关逻辑不一致，因此原、副边的开关逻辑需要切换。

针对需要实现电气隔离、宽范围电压调节以及功率双向传输的应用领域，本文提出了一种由前级全桥LLC谐振变换器和后级Buck/Boost变换器组成的两级式双向隔离DC/DC变换器。为提高输出功率以及输出电流等级，所提变换器由2个相同的两级式DC/DC变换器采用输入并联输出并联的结构组成。前级LLC谐振变换器实现电气隔离和固定电压传输比，此外，采用一种同步整流的调制策略[29]，可以不改变谐振变换器的结构，实现功率双向传输时谐振网络的对称性，同时实现自然双向功率传输；后级双向Buck/Boost变换器实现高动态性能和宽范围的电压/电流调节，同时采用交错并联的结构可减小电流纹波。所提变换器直流侧输出电压为8～20 V，输出电流为 0～250 A，满足市场上车载DC/DC变换器老化测试的要求，并且可实现正、反向无缝切换。

1 LLC谐振变换器调制策略及参数设计

1.1 LLC谐振变换器调制策略

图1所示为本文所提并联输入并联输出的双向隔离DC/DC变换器的拓扑结构。两级式双向隔离DC/DC变换器中，前级采用全桥LLC谐振变换器，实现自然双向功率传输；后级采用交错并联的Buck/Boost变换器，实现高动态性能和宽范围的电压/电流调节。

LLC谐振变换器可在全功率范围内实现原边开关管零电压开通ZVS，副边开关管零电流关断[30]。在大功率直流供电场合，相对于其他硬开关变换器拓扑，在变换效率上具有明显优势。此外，谐振变换器传递的电流通常呈现为正弦波，减小了变换器的电磁干扰。传统的LLC变换器副边采用二极管整流，在低压大电流的应用场合会导致较大的导通压降与损耗，因此副边采用MOSFET管代替二极管整流。LLC谐振变换器的拓扑结构如图1中虚线框内前级LLC谐振变换器1所示，前级LLC谐振变换器2结构与其相同，由于副边开关管承受的电流更大，因此副边整流桥采用2个MOSFET管并联，其驱动信号一致。

传统LLC谐振变换器在功率双向传输时，需要根据功率流的方向切换原边和副边开关管的开关逻辑。为了实现自然双向功率流，采用一种能够实现全负载范围下的恒定单位电压增益及无需随功率流向切换控制模式的同步PWM调制策略[29]，该策略下LLC谐振变换器正向工作波形如图2所示。

其基本工作原理为：变换器的开关频率fs保持恒定且fs＜fr，其中fr为谐振频率，原边和副边开关管均工作在高频开关状态，且对应开关管的驱动信号完全一致。由于谐振电流完全断续，且过零点固定而不随负载变化，励磁电感始终工作在线性状态而不参与谐振，因而变换器的工作原理在双向传输时对称。

1.2 LLC谐振变换器参数设计

式中，Cr1为谐振电容。

若取谐振变换器开关频率fs=76 kHz，那么谐振电容Cr1的值可选为100 nF。谐振变换器原边励磁电感始终不参与谐振，因此只有谐振电感和谐振电容组成谐振电路，谐振频率可表示为

式中，Lr1为谐振电感。

将谐振频率和谐振电容的参数代入式（2），可取谐振电感Lr1=32 μH。

2 Buck/Boost变换器控制策略及参数设计

2.1 Buck/Boost变换器控制策略

交错式Buck/Boost变换器的拓扑结构如图1中虚线框内后级交错式Buck/Boost变换器1所示，后级交错式Buck/Boost变换器2的结构与其相同。2个交错式Buck/Boost变换器均采用电压外环电流内环的双闭环控制策略，如图3所示。

Buck/Boost变换器的开关周期平均模型可表示为

式中：d为上管的占空比；Uo为输出电压；R为负载电阻；L1为滤波电感；C3为滤波电容；为电感电流；为Buck/Boost变换器输入电压。

设计电流环时，由于输出电压比电感电流变化慢得多，因此可忽略输出电压的变化，得到占空比到电感电流的传递函数为

设计输出电容电压环时，假设电流内环已达稳态，电感电流到输出电压的传递函数为

电流内环和电压外环的控制框图分别如图4和图5所示，由图可得电流环和电压环的开环传递函数分别为

式中：kPi和kIi分别为电流环控制器的比例系数和积分系数；和分别为电压环控制器的比例系数和积分系数。

设计电压环的截止频率为50 Hz，电流环的截止频率为500 Hz。结合上述分析，代入相关参数，得到电流环和电压环控制器参数分别为

3 实验验证

为验证所提控制策略的可行性和有效性，搭建了1台功率3 kW的实验装置，如图6所示，其额定输出电压12 V，额定输出电流250 A。实验装置由2部分组成，第1部分是单相整流器，为谐振变换器原边提供375 V的直流电压；第2部分是由谐振变换器电路和双向Buck/Boost变换器电路组成的两级式DC-DC变换器，即本文所提变换器，采用输入并联输出并联的结构组合而成。采用的核心控制芯片是TMS320F28069，用于实现所提控制策略并产生脉宽调制信号。系统参数如表1所示。

表1 双向隔离DC/DC变换器参数Tab.1 Parameters of bidirectional isolated DC/DC converter

图 7（a）～（c）所示分别为原边开关管 ZVS 波形、副边开关管ZVS波形及死区放大波形。图7（a）中，VGS2为原边开关管的驱动电压，VDS2为原边开关管的反并联二极管的电压，为谐振电流，电流峰值为25 A左右，Io为DC/DC变换器的输出电流，电流平均值为85 A；图7（b）中，VGS6为副边开关管的驱动电压，VDS6为副边开关管的反并联二极管的电压。 由图 7（a）和（b）可知，谐振变换器原、副边开关管均实现了ZVS，减小了高频谐振变换器的开关损耗；由图 7（c）可见，死区时间足够，为 0.2 μs左右。

图8（a）和（b）所示分别为空载和65%额定负载的情况下，利用Bode 100测出的Buck/Boost变换器电压环波特图的实验波形。由图可知，不同负载情况下截止频率会在50 Hz附近波动，波动范围基本满足设计要求。空载情况下阻尼较小，相角裕度为12.936°，随着负载的增加，相位裕度不断提高，在65%负载的情况下，相角裕度达到30°。

系统输出功率为2 400 W的稳态工作波形如图9所示。由单相整流器得到恒定的375 V的直流电压，作为谐振变换器原边的输入电压UC1；iLr1_LV为副边谐振电流的一半，幅值为50 A左右；Uo和Io分别为DC/DC变换器的输出电压和输出电流，由图可知，变换器输出电压恒定且与参考电压12 V相等，输出电流达到200 A左右。

如图10所示，双向DC/DC变换器首先工作在反向运行状态，输出电流Io=-160 A，输出电压Uo≈12.5 V。当输出电流由反向-160 A切换到正向180 A时，输出电压在切换瞬间跌落1.5 V左右，经过大概30 ms的时间又恢复到12 V，输出电流在切换暂态过程有25 A左右的超调，随后恢复到180 A并保持稳定。由图可见，功率方向切换时，实验装置运行稳定，输出电压波动较小，整个切换过程持续时间为30 ms左右，具有较快的动态响应。

根据实测的实验装置效率值及理论计算的损耗分布情况，可得图6实验装置中所提隔离DC/DC变换器在不同输出功率情况下的正向运行和反向运行效率曲线，如图11所示，其中低压侧输出电压设置为12 V。所提隔离DC/DC变换器中的损耗主要来自于LLC谐振变换器中的开关损耗（开关导通和切换损耗）、Buck/Boost变换器的开关损耗（开关导通和切换损耗）、磁性元件损耗、辅助电源损耗（用于控制板、风扇和驱动电路等的供电）和其他损耗（铜排和PCB板铜线等的发热损耗）。在输出功率为3 000 W条件下，根据开关器件手册和磁性元件资料进行理论计算的损耗分布如图12所示。

4 结语

本文研制了1台并联输入并联输出的宽范围双向隔离DC/DC变换器装置，并分别研究了其前级LLC谐振变换器和后级Buck/Boost变换器的控制策略。通过采用一种同步整流调制策略，LLC谐振变换器原边和副边开关管均实现了ZVS，提高了变换器效率，且功率方向改变时无需切换控制策略，实现能量的自然双向流动，提高了整个系统的可靠性。经过后级交错式Buck/Boost变换器进一步调压，实现8～20 V直流输出电压范围，并通过交错和均流控制减小了输出电流纹波。功率方向切换时实验装置运行稳定，输出电压波动较小，具有较快的动态响应。实验装置验证了所设计的双向隔离DC/DC变换器的可行性以及控制策略的有效性，具有很好的工程应用和参考价值。