基于三端口双向DC/DC变换器的高增益组合式交直流变换器

杨 柳，杨 帆，吴红飞

（南京航空航天大学自动化学院，南京 211106）

以光伏发电、风力发电为代表的新能源发电系统自身具有明显的间歇性和随机性特点[1-2]，为了提升可再生能源的收集效率，减小可再生能源大规模接入电力系统对电网的冲击和负面影响，实现间歇式和随机性电能的高效存储转换是解决上述问题的必由途径[3-4]。储能系统目前代表性的应用是由分布式发电单元、储能和负荷组成的微网系统，在微网系统中，储能对于整个系统的稳定控制、电能质量的改善和不间断供电发挥至关重要的作用，是整个系统安全、可靠运行的基础。不仅如此，在各类独立/并网新能源供电系统和智能电网中，储能系统都将发挥越来越重要的作用，研究高效储能系统及其配套控制装置，是确保各类电力系统安全、稳定、可靠运行的关键。

双向变换器是将蓄电池与电力系统有效衔接的核心设备，不仅肩负着蓄电池和直流母线之间双向功率、电压变换的任务，而且用于实现蓄电池充放电管理、直流母线电压调节等控制功能[5]。由于储能本体特别是各类蓄电池自身输出电压偏低，通常采用双向直流变换器级联双向逆变器的两级式架构实现交直流双向变换。为了与交流配电网甚至主干电压对接，两级式系统中的直流母线电压通常为400 V、800 V，甚至更高。蓄电池电压与直流母线电压的悬殊差异要求双向变换器必须要能够在升压和降压2种工作模式下实现高升压比和高降压比，即其应该具有高电压增益比。此外，双向变换器应该能够实现高效率。

为了提高组合式高增益DC/AC变换器的增益比，国内外学者针对高效率高增益DC/DC变换器进行了深入研究。开关电容变换器利用对电容的充放电控制来提高输出电压。将电容的数量增加可以进一步提高变换器的增益。这种变换器没有磁性元器件，具有功率密度高的优点，其缺陷在于电容充放电时存在很大的尖峰电流，开关损耗较大[6-7]。有学者在零输入电流纹波Boost电路的基础上增加耦合电感，通过设计耦合电感的变比实现高增益，但是开关管两端存在电压尖峰，需要增加吸收电路[8]。

传统的高增益组合式交直流变换器一般将前级高增益DC/DC变换器的高压输出端口和后级全桥DC/AC变换器相连，后级的所有功率全部流经高压母线。事实上，前级双向DC/DC变换器的低压母线端口也可以在电网电压小于母线电压的时刻单独和交流侧交换功率，即将前级双向DC/DC变换器作为三端口变换器运行[11-15]。各种基于三端口结构的高增益DC/DC变换器在近些年也被广泛研究。文献[9]中提到了串联结构的三端口高增益比DC/DC变换器，低压侧采用Buck/Boost电路，高压侧采用半桥电路，端口串联输出实现高增益；文献[10]在此基础上做了改进，低压侧采用Buck/Boost电路，高压侧则采用双有源半桥电路，同样将两端口的输出电压串联实现高增益。这些电路在实现高增益的同时也实现了高效率，但是输入侧电流应力较大，增加了一部分损耗。基于上述研究，采用两路交错并联Buck/Boost电路+移相全桥的高增益DC/DC变换器结构，通过端口串联输出实现变换器的高增益，这样低压侧的器件应力随之减小，效率进一步提高，但是，已有的研究中很少涉及高增益三端口DC/DC变换器与DC/AC变换器的组合结构及其协同运行。前级DC/DC变换器做三端口变换器运行可以使DC/DC变换器高压侧的应力和损耗减小；与此同时需要将后级全桥DC/AC变换器替换为双直流端口DC/AC变换器，双直流端口DC/AC变换器的2个直流端口在1个工频周期内交替工作，桥臂中点电压为五电平，减小了器件应力和滤波器体积。

综上所述，本文研究了一种组合式高增益双向交直流变换器，基于交流侧电压周期性波动的特点，利用三端口双向DC/DC变换器同时提供高压母线端口和低压母线端口，使得部分功率仅需经过低电压增益直流变换环节处理，为高增益高效率双向交直流变换提供了有利条件。

1 高增益组合式交直流变换器的架构及工作原理

1.1 电路拓扑

图1所示为改进后的高增益组合式交直流变换器的拓扑结构。其前级为三端口双向DC/DC变换器，共有 3个端口：直流输入/输出端口（Vin）、高压直流母线端口（VH）和低压母线端口（VL）。变换器由开关管S1～S8、由低压侧绕组NP和高压侧绕组NS组成的变压器、2个升压电感Lb1和Lb2和能量传输电感Lf组成，低压侧为交错并联双向Buck/Boost电路，高压侧是全桥电路；后级为双直流端口DC/AC变换器，共有2个直流端口：低压端口（VL）和高压端口（VH），分别与前级低压母线端口和高压直流母线相连，当低压母线电压小于电网电压时，高低压端口交替和电网侧交换能量；当低压母线电压大于电网电压时，低压端口单独和交流侧交换功率。

1.2 三端口双向DC/DC变换器工作原理

在双直流端口工作模式下，虽然部分功率只经过低压侧处理，但是三端口双向DC/DC变换器的工作模态与传统工作模式保持一致。开关管S1和S3的占空比同为D。开关管S1和S2互补导通，S3和S4互补导通，且 S1与 S3、S2与 S4移相 180°导通。 高压侧开关管S5和S8同时开通，S6和S7同时开通，占空比均为0.5，S5和S8及S6和S7互补。通过调节高压侧桥臂中点电压vCE和低压侧桥臂中点电压vAB的基波之间的移相角φ来调节高压母线端和蓄电池端的电压，通过调节占空比D来调节低压母线端电压。轻载时刻高压侧开关管S5和S8在S4导通之前开通，重载时刻S5和S8在S4导通之后开通。合理设计变压器的变比n，实现电感两端电压在能量主要传输阶段为0，变压器绕组电流有效值减小，低压母线电压和高压母线电压需要满足（n+1）VL=VH。根据功率流向，前级的工作模式分为升压模式或者降压模式，升压模式与降压模式的模态类似，因此以升压模式为例进行分析。DC/DC变换器升压模式额定工作点的开关波形如图2所示。

模态 1[t0～t1]：根据图 2，t0时刻之前，开关管 S2、S3和 S6、S7导通，高压侧电感电流＜0。 此模态下的表达式为

模态 2[t1～t2]：t1时刻，在正电压 nVL作用下线性上升。

模态 3[t2～t3]：在 t2时刻，开关管 S3关断，低压侧续流开关管S4可以实现零电压开通ZVS（zero voltage switching）。此模态下的表达式为

模态 4[t3～t4]：在 t3时刻，开关管 S4实现 ZVS。在2nVL作用下线性地由负变正。

模态 5[t4～t5]：在 t4时刻，开关管 S6、S7关断。 通过PWM控制，此模态下高压侧电感电压为0的斜率保持恒定。此模态下的表达式为

开关模态 6[t5～t6]：在 t5时刻，始终不变，保证了在主要的功率传输阶段，电感电流有效值最小。

下一个半周期的工作情况与上述分析类似，这里不再赘述。

根据变换器的工作模态，可以分析前级三端口双向DC/DC变换器的工作特性。假设变换器的开关频率为fs，高压侧的移相角为φ，变换器进入稳态工作以后，变换器的增益为

定义基准量为

前级三端口双向DC/DC变换器高压母线的输出功率可以分为2部分：一部分是变压器传递的能量，另一部分是交错Buck/Boost电路直接向高压母线传递的能量，功率传输路径如图3所示。其输出功率的表达式为

通过计算变压器传递的功率，最后得到前级三端口双向DC/DC变换器总输出功率，即

1.3 双直流端口DC/AC变换器工作原理

前级三端口双向DC/DC变换器给后级提供了2个直流母线端口，后级电路可以简化为如图4所示。低压母线端口单独工作时，功率不经过高电压增益变换环节处理，变换器效率最优，但由于低压母线在1个工频周期内不能时刻满足后级DC/AC变换器工作条件，高压母线端口会在低压母线端口小于电网电压时参与工作。以正半周为例进行分析，双直流端口DC/AC变换器工作模式如图4所示。

单端口工作模式：当 VL＞|vAC（t）|时，开关管 Sl1和S12常通，Sl2和S10互补导通，低压端口单独和交流侧交换功率，如图4（a）所示。

双端口工作模式：当 VL＞|vAC（t）|时，开关管 Sl2和S12常通，S9和Sl1互补导通，高低压端口交替和交流侧交换功率，如图4（b）所示。

为了实现上述2种工作模式，双直流端口DC/AC变换器采用载波层叠的调制方法，如图5所示。当误差放大器输出电压vref与下三角载波交接时，后级变换器工作在单端口模式；当误差放大器输出电压vref与上三角载波交接时，后级DC/AC变换器工作在双端口模式。

1.4 系统控制策略

高增益组合式交直流变换器前后级均采用独立控制的方式，这与传统的两级式DC/AC变换器类似，具体的控制框图如图6所示。前级三端口双向DC/DC变换器采用PWM+移相控制策略，低压母线的电压以及高压直流端口电压分别通过PI进行控制，采样低压母线电压，将基准电压与实际的低压母线电压作差，通过PI调节器，输出控制原边开关管的占空比D。采样高压输出端口电压，将高压母线基准值与实际的高压侧输出电压作差，通过PI调节器输出控制低压侧开关管的移相角φ。后级双直流端口DC/AC变换器通过电流环控制电网电流，采样电网侧电流，将电流环基准与实际电流作差，PI调节器输出值控制误差放大器输出电压vref。

2 功率传输特性

2.1 双直流端口DC/AC变换器的功率传输特性

根据双直流端口DC/AC变换器的工作原理，以正半周为例，开关管S9导通时，高压端口工作，S9关断时，低压端口工作。假设1个开关周期内由VH和VL提供的功率平均值分别为dS9pH和（1-dS9）pL，其中dS9为开关管S9的占空比，pH和pL分别为高压端口和低压端口传输功率瞬时值，ω为交流侧电压的频率。由于工频周期远大于开关周期，所以工频周期内的瞬时值可以由开关周期的平均值代替。对VL输出功率进行标幺化，则在半个工频周期内输出功率为

根据式（9），可以得到半个工频周期内低压端口提供功率所占的比例为

由于前级三端口双向DC/DC变换器的低压母线电压为给定值，可知低压母线电压传递到后级的功率为定值。

2.2 组合工作模式下DC/DC变换器功率传输特性

基于上述的分析，在双直流端口工作模式下，前级三端口双向DC/DC变换器的低压母线VL分配到后级的功率为定值PL，高压母线电压分配的功率为定值PH。因此，前级三端口双向DC/DC变换器总输出功率调整为

图7为前级三端口双向DC/DC变换器在传统单直流端口工作模式以及双直流端口工作模式下标么化总功率传输曲线对比，虚线框内为正常工作的移相角区域。在输出总功率相同的情况下，相较于传统工作模式，双直流端口工作模式的移相角更小，部分功率直接经过交错Buck/Boost电路处理，变压器传递的功率更小。

3 实验结果

为了验证分析的准确性，研制了1台高增益组合式交直流变换器样机，如图8所示。实验参数如表1所示。

表1 实验样机关键参数Tab.1 Key parameters of experimental prototype

图9为前级三端口双向DC/DC变换器在输入40 V和输入60 V情况下额定工作点各关键电压实验波形。图中，vGS1表示开关管S1的驱动电压波形，vAB是变压器原边桥臂中点电压，vCE是变压器副边桥臂中点电压，表示流经能量传输电感的电流。可以看出副边桥臂中点电压的基波vAB滞后原边桥臂中点电压vCE的基波，能量传输电感的电流波形和理论分析保持一致。

图10为变换器组合工作时双直流端口DC/AC变换器稳态波形。图中，vab表示后级双直流端口DC/AC变换器的桥臂中点电压。图10（b）中，VGSl2和VGS9表示正半周2个主要高频开关管的驱动波形。当 VL＞|vAC（t）|时，开关管 Sl2高频开关，低压端口单独和交流侧交换功率。 当 VL＞|vAC（t）|时，开关管 S9高频开关，高低压端口交替和交流侧交换功率。2个直流端口VH和VL电压在稳态工作时保持稳定。

对高增益组合式交直流变换器进行了效率测试，效率曲线如图11所示。在Vin=50 V的情况下，变换器在轻载时的效率相对较低，但在半载以上其效率超过94%，最高达到95.5%。效率测试结果验证了研究方案的高效性。

4 结语

针对储能系统中蓄电池电压较低的场合，提出了一种基于三端口双向DC/DC的高增益组合式交直流变换器。利用前级三端口双向DC/DC提供的2个直流端口以及1个工频周期内电网电压的波动性特点，部分功率只需经过前级低压变换环节处理，提升了变换器的组合工作效率。其前级三端口双向DC/DC变换器采用交错并联Buck/Boost电路+变压器的结构，通过PWM+移相的控制策略稳定2个直流端口的电压；后级为基于载波层叠调制的双直流端口DC/AC变换器，详细分析了前后级电路的工作原理以及功率传输特性。最后，设计了1台1 kW原理样机，实验结果验证了理论分析的正确性。