一种拓宽PWM整流器调压范围的方法研究

张兴亮，孟光伟，向 东，熊 浩

(海军工程大学 电气工程学院，武汉 430033)

0 引 言

三相电压型PWM整流器有很多优势，在正常运行中，输入功率因数为1，电流波形接近正弦波，输出直流电压可调[1]。然而，传统的电压型PWM整流器是一种升压变换器[2]，工作在单位功率因数时，其直流输出电压高于交流侧电源电压的峰值。很多学者对电路拓扑结构进行了改进，通过添加电路元器件的方式，将其升压结构改成了升降压结构[3]。本文从稳态相量关系角度，探讨了在不改变三相电压型PWM整流电路基本拓扑结构的前提下，通过调节交流侧功率因数来实现整流器输出电压范围的拓宽。这种方法在采用三相电压型PWM整流器的电路中，在不增加主电路元器件的前提下，能通过控制来实现输出直流电压范围的进一步拓宽。

1 三相PWM整流器的模型与控制

常用的三相电压型PWM整流器的拓扑结构如图1所示，ea、eb、ec为电网电压，La、Lb、Lc为交流侧电感，Ra、Rb、Rc为交流侧等效电阻，Udc为输出直流电压，C为直流侧电容，R为负载电阻。由于整流器采用PWM调制方式，因此整流器交流侧可以看作是一个可控的正弦电压源。以a相为例，忽略交流侧等效电阻R1，其基波等效电路如图2所示，对应的相量图如图3所示。结合三相电压型PWM整流电路工作原理，通过改变交流侧电压的大小ua，以及交流侧电压与电网电压之间的夹角θ，就可以改变交流侧电流ia的大小和相位，从而可以控制输入功率的大小，在直流侧负载电阻值一定情况下，实现了输出直流电压的改变。

图1 三相电压型PWM整流器主电路图

图2 a相基波等效电路图

图3 相量图

考虑网侧三相电压对称，La=Lb=Lc=L1，Ra=Rb=Rc=R1，在三相静止坐标系(a，b，c)中，其状态方程为[4]

(1)

式中，uN0为电容负极与电网中点之间的电压，ua、ub、uc为图1中交流侧a、b、c点相对于N点的电压。

式(1)通过坐标变换[5]，可得三相电压型PWM整流电路在dq坐标系下的数学模型：

(2)

三相电压型PWM整流器，采用电压电流双闭环控制系统和SVPWM调制技术[6]，以三相网侧电压的合成矢量作为参考轴，通过对iq与id的控制，即可实现对整流器电流无功和有功分量的控制，由式(2)知，iq与id互相耦合，为了实现解耦控制，采用前馈解耦法[7]。令：

(3)

(4)

将式(4)代入式(3)，得到前馈解耦的电流内环控制如下：

(5)

式中，kdp、kqp为PI控制器的比例调节参数，kdi、kqi为PI控制器的积分调节参数。

图4 电流解耦控制结构框图

2 功率因数改变对直流侧电压的影响

根据功率守恒定律，将交流侧电压、电流幅值分别设为E和I，忽略交流侧电阻的损耗，有：

(6)

设交流侧某相电压幅值U，直流侧电压Udc，有以下关系：

U=dmUdc

(7)

由图3中相量分解得：

(8)

由式(6)、式(7)和式(8)，可得：

(9)

由式(9)可求得：

(10)

(11)

考虑稳态，可近似认为交流侧相电压幅值U等于SVPWM中的指令矢量|U*|，则

式中，m为SVPWM的调制比。

为了与实验对应，参数设置如表1所示。据式(11)，用Matlab软件，可求出任意功率因数角下，Udc与dm的关系图。以功率因数角φ为x轴，dm为y轴，Udc为z轴，它们之间的关系如图5所示。

表1 实验参数

图5 直流侧电压与功率因数角和dm的关系

分析关系图的数据，以dm为变量，其限定在0.1～0.577之间，由图5可知dm越大，Udc越小，所以要拓宽Udc的调压范围，在一定角度下应使dm尽量接近最大值0.577。求出dm=0.577时不同功率因数角φ下直流侧电压的最小值，即可得到在不同φ下PWM整流直流侧电压的最小电压值，计算结果如图6所示。

图6 直流侧电压的最小电压值

分析图5和图6可以发现，当功率因数角接近0时，Udcmin≈64V，功率因数角由0逐渐增大，刚开始阶段，直流侧最小电压值Udcmin比单位功率因数时只有小幅度下降，但随着功率因数角进一步增大，Udcmin会迅速下降。

3 仿真分析

图7 功率因数可调的双闭环控制仿真模型

根据上述分析，φ=0.9时，最小电压值Udcmin=65V，φ=0时，Udcmin=69V。

图时的波形

图时的波形

图时的波形

图时的波形

仿真结果可以看出，φ*=0时直流侧电压稳定在70V，无法到达指令值65V，而且此时，交流侧电流发生了很大畸变。而当φ*=0时，系统仍可稳定在指令值65V，接近了理论分析的最低值。

4 实验验证

实验采用NI公司CompactRIO控制器控制器[8]，其主要由cRIO-9081、NI9220、NI9401等构成。cRIO-9081控制器搭载了1.06GHz双核CPU和LX75可重置FPGA。数字信号输入输出I/O模块NI9220和采集模拟量模块NI9401等由FPGA直接控制。开发系统结构如图12所示。NI9220是16通道16位同步模拟量采集模块，整流器控制算法中需要的电压、电流和其他量通过此模块进行采集，然后在特定的模块转换后传递给CompactRIO，其最小的采样周期为10μs，可以快速同步采样整流器中电流和电压等量，而且精度高。

图12 实验系统整体结构图

实验装置中的相关参数如表1所示，当分别设定功率因数角φ*=0和φ*=0.9时，直流输出电压在65V和80V时，观察相关电压电流波形。

图时的实验波形

图时的实验波形

图时的实验波形

图时的实验波形

实验选取的参数与仿真模型中的一致，通过分析实验数据发现当功率因数角φ*设定0即单位功率因数运行时，整流器器输出电压设定为80V时可以实现升压输出，输出电压设定为65V时，整流器输出电压无法达到设定值，只能达到69V，且此时交流侧电流发生了畸变，而当功率因数角φ*设定为0.9即非单位功率因数运行时，在直流输出电压设定值为80V和65V时都能达到设定值。即实验结果与仿真结果一致，验证了理论分析和仿真结果的正确性。

5 结 论

综上所述，在图1所示的三相电压型PWM整流电路拓扑结构下，减小交流侧功率因数时，可使得PWM整流输出电压的下限有一定幅度下调，而且，当功率因数角φ接近90°时，PWM整流输出电压的下限有明显下降。当然，φ过于接近90°时，则交流侧无功功率偏大，这也会给系统带来一定的不利。总之，据上述理论分析、仿真研究和实验验证，通过控制交流侧功率因数，能有效地拓宽PWM整流输出电压的调节范围。