电流传感器的自动调零电路设计

周娴姊 高阳 刘建军 王海宝 郭彦

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1 引言

随着半导体技术的发展，固态磁敏元件越来越多地被应用于电流传感器中，而其中比较成熟的是霍尔器件。线圈型电流传感器主要基于电磁感应定律，分为传统的铁芯电流传感器[1]和无铁芯的Rogowski 线圈型电流传感器[2]。由于线圈的存在，电流传感器只能测量交流信号，且存在相位的偏差。相比于线圈型的电流传感器，霍尔元件直接测量磁场，能够获取电流所携带的所有信息，且由于其响应频率在千兆赫兹以上，相位角差也较小[3]。因此，霍尔元件在电流传感器中的应用也越来越广泛[4]。

然而在霍尔电流传感器中，存在零位漂移，即当被测电流为零时，电流传感器的输出电压偏离理想值，造成测量误差，如参考文献[5]的测试数据所示。且在文献[6]提出，当电流传感器离开生产线，应用到实际环境中时，其零位漂移会发生变化。在电流传感器中，引起零位漂移的器件，主要包含信号调理电路和磁敏元件。

信号调理电路的零位漂移补偿相对容易。通常，磁敏元件的输出信号的范围从几十μV 到几十mV，故一般需要信号调理电路进行处理。信号调理电路零点误差补偿，一般采用自动稳零[7]或者是斩波等技术进行处理[8][9]，将运放的输入失调降低到几μV。

电流传感器中的磁敏元件包括霍尔、AMR 元件、GMR 元件、TMR 元件[10～12]，由于这些器件均为半导体器件或者MEMS 器件，工艺上难免造成其零位漂移，致使在没有外加磁场时，元件的输出不为零[13,14]。对于磁敏元件的零位漂移，传统的方法是采用外接调零电阻的方式，使磁敏元件的电桥匹配，消除零位漂移[15][16]。事实上，除了磁敏元件，其他类型的传感器也多采用这种外加电阻的补偿方法[17]，但这种方式缺点在于：一方面，调整速度较慢，需要对每一个器件进行调整，且需要如文献中描述的复杂的计算。另一方面，环境适应性差，需要增加数字电位计等器件，文献[18]利用单片机控制数字电位器实现零位漂移的自动调节。文献[19]描述了一种用反馈电流进行零位校准的方法，效果较好，但是仅适用于闭环电流传感器，不具有通用性。文献[20]提出了一种模拟式零位漂移的补偿电路，采用RC 充放电的原理，构建了保持电路，保持电路保存零位漂移的信息，在测试时，将测得电压减去零位漂移的电压，即得到真实的数值，提高了精度，但是保持电路的保持时间也是有限的，需要定时重置，增加了系统运行的复杂度。文献[21]利用STM32 单片机设计了一种自动调零电路，利用MCU 强大的数据存储、运算能力，可以实现自动调零。

图1：电流传感器内部电路图

图2：比较器电路图

图3：时钟控制模块原理框图

本文设计了一种自动调零电路，利用一次性烧录单元，避免了MCU 的使用，实现了低成本的零位漂移调零电路。利用该电路，可在不需要人工干预以及增加外围器件的情况下，自动调节输出的零位漂移。

图4：自动调零启动模块电路图

图5：500KHz 方波时电容电压波形

图6：100KHz 方波时电容电压波形

图7：OTP 模块工作流程

2 自动调零原理

电流传感器主要包括磁敏元件、运放和自动调零电路，如图1 所示。其中VOS为磁敏元件的输入失调电压，若DAC 的输出为VREF，则经过放大之后，VOUT的值如下式表示。而理想情况下，此时输出电压应为VREF。

本文设计了自动调零电路，在调零模式中，自动调零电路会与运放构成负反馈，改变DAC 的输出电压，最终使在被测电流为零时，VOUT电压等于VREF。

自动调零电路工作流程为：当逻辑控制模块检测到需要自动调零时，比较VOUT和VREF的大小，若VOUT大于VREF，则输出下行信号。此时内部计数器下行一个计数，计为214-1（计数器初值为14位DAC 的中间值：213，DAC 输出值为：以213为地址对应的值），并将计数值送入DAC，调零电路输出降低1 个LSB 对应的电压值，通过主环路，使VOUT减小。若此时VOUT仍然大于VREF，则计数器继续下行计数，使VOUT进一步减小，直至VOUT小于VREF，停止自动调零，并将计数结果存入OTP（一次性烧录单元）中。此后，系统以OTP 中的值作为调零电路的电压输出，且不能再次进行调零。若初始时VOUT小于VREF，则通过计数器上行，来进行自动调零，流程与VOUT大于VREF时的情形一样。

在实际应用时，自动调零是在电流传感器安装完毕后、初次测量之前完成的，只需给电流传感器调零启动命令（下文将介绍如何设置调零启动命令），其会自动完成零位漂移的调节，不需要其他人工干预。由于一般电流传感器装配完毕之后，不需要反复调零，因此使用了一次性烧录单元，避免了MCU的使用，能有效降低成本。

3 自动调零电路设计

3.1 比较器设计

如前文所述，自动调零的过程中上行和下行是基于VOUT和VREF的大小，而比较器在电路中用于实现判断功能。若其精度较低，将会误判VOUT和VREF的大小关系，导致自动调零过程缓慢甚至调零失效。

为了实现高精度，本文采用一种正反馈结构来提高增益，提高其分辨率，电路原理图如图2 所示。

其中MP1 和MP2 是完全相同的P 型MOS 管，它们的栅极所连接的分别是待比较的两个信号。MN1、MN2 与MN3、MN4 是对称结构N 型MOS 管，MN2、MN3 的宽长比小于MN1、MN4，以保证正反馈系数小于1。图中的电流包括了直流和交流分量。本电路的思路是：利用MN2、MN3 的正反馈作用来提高跨导，进而提高比较器的精度，取：

其中W 和L 分别为MOS 器件沟道的宽度和长度，根据电路的结构可得：

I5、I6为固定的偏置电流，且I5等于I6，取I3和I4之差作为输出电流Io，则：

MN1、MN2、MN3、MN4 组成差分对管MP1、MP2 的有源负载。当比较器位于比较阈值附近时，Vp、Vn 差值很小，比较器工作在线性放大区，若不加放大，则容易出现大小比较错误。在本电路中有：

Gm,mp1分别是MP1 和MP2 的跨导，则整体结构跨导Gm为：

与传统的比较器相比，该结构利用MN2、MN3 正反馈作用使输出跨导提高1/(1-p)倍，开环增益也相应提高。

3.2 逻辑控制模块设计

逻辑控制模块根据比较器的输出，进行逻辑判断、数据上行/下行控制、烧录控制等操作，下面详细介绍各功能模块的设计方法和工作原理。

3.2.1 时钟模块时钟模块采用传统的RC 充放电和多级D 触发器来实现，产生系统使用的时钟信号，框图如图3 所示。

3.2.2 自动调零启动模块

如文献[17]所述，手动调零只需要在传感器外接调零电阻就可以实现，不需要增加引脚；文献[13]通过外接单片机实现调零，但是需要增加引脚作为单片机与芯片之间的接口。本文采用内部电路实现自动调零，需要一个自动调零的启动信号。传统的电路引用一个专门的引脚实现。但是，电流传感器封装好以后引脚数是有限制的，一般只有被检测电流输入、输出和电压输出引脚。为了减少传感器的引脚，我们设计了一个自动调零的启动模块，将VOUT作为自动调零启动模块和传感器输出的复用管脚，当VOUT端检测到特定频率的方波信号时，系统自动调零模块开始工作，启动模块原理如图4 所示。

图4 中电路设计为以频率作为触发条件。因为VOUT是复用的输出引脚，从电路的特性以及工艺的通用性来考虑，不能以电平作为触发条件。而电路又工作在一定频率，必须将触发频率提高到工作频率以上，以避免误触发。所以当VOUT端输入低频信号时，通过设置反相器的宽长比和电容C2、C3的值，使得给C1的净充电电流小于其放电电流I-bias。C1上的电压值不会超过施密特触发器的翻转阈值；当输入频率高于一定值以后，由于C1上的充电电流大于放电电流，其电压将逐渐提高至接近VCC，最终在D 触发器输出端形成下降沿信号。当系统检测到该下降沿，则启动自动调零。

图5 和图6 分别是500kHz 和100kHz 频率下，电容C1的电压仿真波形。

从图中可以看出，在频率较高的情况下，电容C1被逐渐充电至5V，可以触发自动调零；频率较低时，电容C1不能被充电至翻转阈值。由此可以看出，该电路可以将频率作为触发自动调零电路的判断依据，并复用了一个引脚，减少了芯片的成本。

图8：熔丝结构一次可编程电路

图9：整体电路仿真结果

图10：0.18μm 工艺实现的自动调零电路版图

图11：自动调零电路测试板

3.3 OTP模块设计

文献[18][21]中均使用了MCU 中的存储单元来记录相应的失调电压信息，然而这增加了电路成本。本文只需要一次可编程的OTP器件，为了降低成本，采用熔丝结构设计了OTP 模块。传统的熔丝结构多为多晶硅型材料，在击穿之前表现为导通状态。在击穿之后，熔丝层被熔断，表现为大电阻，从而表现不同的逻辑值。其结构如图8 所示。

M2 是熔丝熔断控制管，M1 是读取逻辑控制管。当fuse_ctrl为高时，M2 打开，fuse 单元将流入大电流并击穿。当要读取逻辑值时，read_ctrl 变为高，将逻辑值读取到read_out。然而，由于器件工艺的不确定性，fuse 单元在击穿后的阻抗并不一致，如果只是单纯读取熔丝单元的电平可能造成读出的逻辑电平混乱。

表1：不同温度下零位漂移测量结果

表2：调零电路比较

因此，本设计加入了电流比较电路。当不熔断熔丝时，由于熔丝的阻抗远远小于电阻R，使得M4 的栅极电压大于M3，M4 有流过大电流的趋势，而由于电流镜I1 的存在，两个电流相比较M4 的漏端只能升高，使得read_out 输出高电平；反之当需要熔断时，只要fuse 击穿后的电阻大于R，那么由于电流比较的作用，read_out输出低电平。

这样，通过设计R 的值来设置熔丝单元的击穿电阻阈值，只要其击穿后的电阻高于R，逻辑电平都可以被正确识别，提高了电路的冗余度。

4 仿真结果与分析

图9 给出了本设计的整体仿真结果，其中Vcc 为3.3V，VREF为1.65V，图中的曲线为VOUT，由于篇幅有限，仿真结果截取了自动调零即将完成时的波形。

从图中可以看出，在4毫秒之前，VOUT在逐渐减小，当达到1.65V左右，出现了10 个周期的波动，最终稳定于比1.65V 小一个LSB的数值，达到了设计目标。

整个电路采用CSMC 标准0.18um 工艺实现，版图设计如图10所示。

我们将流片得到的芯片搭建了验证测试平台如图11 所示。

整个系统在调零前后不同温度下测试的结果如表1 所示，其中电源供电3.3V，理想情况下，零位漂移电压为1650mv。

从表1 可以看出，在调零前，整个系统的失调电压约为-5～+ 7mV，失调电压较大。而经过自动调零电路的调节后，失调电压调整到+/-1mV 左右，效果明显。

5 结论

本文根据电流传感器的零位漂移现象，采用0.18μm 标准工艺设计了一个可自动调整零位漂移的电路。采用了高增益比较器构成的检测电路，高精度DAC 组成的负反馈调零环路和计数器数字控制的方式，极大的改善了信号调理通道的零位漂移。

实验结果表明：该电路调零精度较高，功能可靠易实现。利用该设计，可以使得电流传感器在不需要增加外部器件和人工调节的前提下，实现零位漂移的调节，简单、易操作、成本低。