宏微超声电机驱动系统辅助电源研制*

龙涛元， 张铁民， 董义奎

(华南农业大学工程学院 广州，510642)

引 言

宏微超声电机(macro-micro ultrasonic motor，简称MMUSM)是将大行程高速宏运动和微行程高精度微运动集于一体的新型超声电机[1-2]。较目前国内外采用传统大行程高速伺服电机驱动与纳米级的压电陶瓷微驱动相结合的宏微驱动方式相比,具有系统架构不复杂，可靠性好等优点[1,3]。MMUSM驱动控制系统需5路+15 V给交直流输出电路的功率开关驱动供电，+5 V为控制器和位移检测传感器等电路供电，±12 V为精密信号调理电路供电，且上述各电源相互独立。为配合MMUSM驱动控制系统能够实现精密测量和脉冲式等各种控制算法，其辅助电源输出电压精度应控制在±2%以内。

超声电机或MMUSM驱动控制系统所用辅助电源市面上无此类特殊电源，在USM和MMUSM相关文献中很少提及到其多路独立输出辅助电源设计。文献[1-5]提及的辅助电源是采用多个工频变压器降压整流和线性稳压芯片实现多路独立输出，但线路结构复杂、体积大、效率低。文献[4-7]提及了几种应用场合的多路输出电源：a.采用单级拓扑结构和多绕组输出高频变压器实现，并通过用加权控制，变压器优化设计，磁放大器控制，增加次级侧电感等方法来解决交叉调整率问题，但工程试验结果说明上述方法存在设计难度较大或交叉调整率不理想问题；b.采用PWM开关调制方式降压和线性稳压方式，但效率不理想，且较大功率时需散热片增大了电源尺寸和重量。文献[6-10]论述了多路输出调节技术因不同实际应用而不同，如加权控制不适合多路独立输出，磁放大器调节法不适合高频场合。笔者结合MMUSM驱动系统实际需求，采用AC-DC变换器和开关型MP1584降压稳压电路两级拓扑实现高效率、高功率密度和高精度输出电压。考虑LLC谐振变换器更易实现高效率和轻量化，以及输出端毛刺较小更适合多路输出，AC-DC变换器使用半桥LLC谐振变换器。

1 原理与设计

1.1 MMUSM驱动系统辅助电源结构

图1为MMUSM驱动系统辅助电源结构图。辅助电源包含2级变换，半桥LLC谐振变换器配合高频多路输出变压器T1实现大范围降压处理，其中主功率输出电压采用TL431和PC817构成闭环控制保持高精度稳压输出。其他辅助输出均为开环输出，但通过加开关型MP1584降压稳压电路实现二次稳压得到高的稳压精度。

图1 MMUSM驱动控制系统辅助电源结构Fig．1 MMUSM drive control system auxiliary power block diagram

1.2 基于NCP1396半桥LLC谐振DC-DC

图2为基于NCP1396控制器的多路独立输出半桥LLC谐振变换器主电路，图中仅画出了闭环控制的主功率输出。NCP1369是高性能谐振模式控制器，具有峰值电流1 A的高低端MOSFET驱动电路，高精度可调的工作频率和死区时间，以及过温、过压等保护功能，简化了LLC半桥谐振变换器电路结构，提高了电路的可靠性。采用PC817线性光耦(U2)和TL431(U3)组成了主功率输出隔离反馈网络，当输出电压偏离设定电压时，PC817注入NCP1396第6脚电流发生变化，控制开关频率；采用三极管Q3、稳压管D11和D12和TL431(U4)组成了短路保护网络，TL431(U4)接至NCP1396第9脚，在发生短路时，使得第9脚电压大于2.5 V，此时OCP点电压瞬间变为高压，关闭NCP1396。图2中C9,D10,D7，R15和R13组成过流保护网络接至NCP1396第9脚，当通过C9传过来的电压经过R15和R13分压，使得NCP1396低脚电压超过0.85 V时，NCP1396关闭。LLC半桥谐振变换器工作原理可参阅文献[6-8]。

图2 基于NCP1396控制器LLC半桥谐振电路Fig．2 LLC half bridge circuit based on NCP1396

1.3 MP1584降压稳压电路

图3为基于MP1584的Buck电路，用于LLC谐振变换器非稳定输出的二次稳压。MP1584控制器集功率，控制和保护功能一体，省去反馈网路和保护网络减小了电路尺寸；很宽的输入电压范围降低了对LLC谐振变换器输出要求；1.5 MHz的开关频率能解决EMI噪声问题；具有在轻载时按比例降低开关频率减小开关管驱动电路损耗实现高效率转换。

图3 基于MP1584稳压电路Fig．3 Regulator circuit with MP1584

2 参数计算

2.1 变压器及主电路参数设计

MMUSM驱动控制系统需要5路+15,+5,±12 V，为了降低变压器绕组数过多绕制困难，将±12 V及其他等级电压合为24 V主功率稳定输出，考虑MP1584 Buck电路输入电压至少要高于输出电压3 V，非稳定输出电压均设为20 V。变换器参数如下：输入电压Vinmin=198 V，Vinmax=330 V；额定输入电压Vinnom=264 V；输出+20 V/1 A(5路)；+24 V/3 A。

为了最大限度地降低开关频率变化，提高变换器效率，在额定工作输入电压下，变换器工作频率设计为谐振频率fs，电压增益Anom=1。因此在最大输入电压和最小输入电压下的增益分别为

(1)

(2)

变压器T1激磁电感为Lm，串联谐振电感为Lr，变压器初级的等效负载阻抗为Rac，则谐振电感系数k和品质因素Q分别为

(3)

考虑+24 V在输出功率中比重大，设计以+24 V作为主控输出，其变压器变比为

(4)

其中:V+24表示24 V，VD为整流二极管压降0.7 V，则可得n=5.2。

变压器T1初级的等效负载阻抗Rac为

(5)

代入相关参数得到Rac=73.5 Ω

根据k和Q与增益的关系曲线[11]，以及k对转换效率的影响，考虑10%的电压增益余量，确定k=7，Q值为0.46时能确保在Vinmin下有足够的峰值增益。确定谐振频率fs=120 kHz，谐振网络参数为

(6)

(7)

(8)

变压器T1初级最小线圈数

(9)

允许的最小频率fsmin

(10)

这里取fsmin=80 kHz,ΔB=0.25T,磁芯选择EER35(Ae=107.00 mm2)可得Npmin=31匝。N+24=7匝，则Np=37>Npmin。其他非稳定输出绕组匝数按照式(4)和Np值计算得出，在此不作详细计算。

2.2 控制器外围电路关键参数设计

2.2.1 NCP1396外围电路参数

NCP1396外围电路需要确定最小工作频率电阻RFmin，最大工作频率电阻RFmax，死区时间电阻RDT，查阅NCP1396数据手册，可得：RFmin=15 kΩ；RFmax=3.5 kΩ；RDT=12 kΩ。

PC817和TL431组成的反馈网络影响到电源工作的稳定性，反馈太快易造成震荡，太慢易导致输出电压异常。电阻R20和R26用于设定输出电压，但考虑效率和TL431正常工作所需2 μA电流。R20和R26电路上的电流应大于TL431参考脚电流100倍，则有：R26<2.5 V/200 μA=12.5 kΩ,取R26=10 kΩ，则R20=86 kΩ；因TL431正常工作，Ika>1 mA，故一般要加一个R12=1.2 kΩ。

2.2.2 MP1584外围电路参数

MP1584集成控制芯片工作频率通过第6脚的接地电阻R8控制，设定开关工作频率fs=1 MHz，则有R8

(11)

输出电压Vo由R6和R7组成的分压电路接至第4脚(FB)设定，第4脚电压VFB与他们的关系为

(12)

考虑MP1584空载时，约20 μA电流从高端流出，R7应在40 kΩ以下，一般取R7=40.2 kΩ,VFB=0.7 V，可得R6=713.5 kΩ。

在开关工作状态下，输出电感应向负载提供恒定电流。大电感值可获得低纹波电流和电压，但其尺寸大，电阻高和饱和电流较小。一般原则是电感电流纹波不得超过最大电流的30%。输出电感值

(13)

其中:输入电压Vin=20 V；输出电压Vo=15 V；ΔIL=0.3×1.5=0.45 A；开关频率fs=1 MHz；则可得到L1=8.3 μH。

3 试验结果和讨论

根据上述设计参数，制作了MMUSM驱动系统辅助电源样机。图4为NCP396半桥LLC谐振变换器开关管(Q2)VGS和VDS波形。从波形可知Q2完全截止至与门级达到打开阈值存在一段时间，这段时间保证VDS为0，实现ZVS功能。图5和图6分别是负载电流为3 A和0.5 A时，谐振电容C6电流波形IC6和电压波形VC6，以及MOSFET开关管 (Q2)VGS波形，波形反映出负载变轻时，电流波形谐波含量增加，但基本近似正弦波。图7为谐振变换器主功率24 V输出电压纹波控制在96 mV，小于对应额定输出电压+24 V的0.5%。图8为基于MP1584的二次稳压输出电压纹波，纹波电压<20 mV，小于对应额定输出电压+15 V的0.2%。

试验测试出非稳定+15 V输出在不同负载下负载调整率控制在0.5%以内，效率达到90%，谐振变换器效率达到89%，整机效率达到80%。

图4 Q2：VGS,VDS波形Fig．4 Q2: The waves of VGS and VDS

图5 负载电流为3 A时，C6:IC6，VC6;Q2: VGS波形Fig．5 Load current is 3 A, the IC6, VC6 waves of C6; and the VGS wave of Q2

图6 负载电流为0.5 A时，C6：IC6,VC6，Q2：VGS波形Fig．6 Load current is 0.5 A, the IC6, VC6 waves of C6; and the VGS wave of Q2

图7 LLC谐振变换器24 V输出电压纹波Fig．7 Voltage ripple of 24 V output of LLC resonant converter

图8 MP1584输出电压纹波Fig．8 Voltage ripple of MP1584 output

图9 宏微超声电机驱动系统Fig．9 Drive system of MMUSM

用设计的电源为图9所示的MMUSM驱动系统供电，驱动MMUSM运行，光栅尺测量宏运动，激光测振仪测量微位移。图10为MMUSM宏运动电压与速度关系曲线，MMUSM速度与电压关系呈非线性，且存在一定电压死区，在100～240 V和240～300 V 2个区间段存在不同的线性关系。图11为MMUSM微位移与激励电压关系曲线，在100～300 V区间线性关系较好。

图10 MMUSM速度与电压关系Fig．10 Curve between MMUSM macro-speed and driving voltage

图11 MMUSM微位移与激励电压关系Fig．11 Curve between MMUSM micro-displacement and excitation voltage

4 结束语

对MMUSM准确地驱动控制比较困难，尤其是在评估电机性能和控制算法效果时，采用高质量的辅助电源供电确保系统稳定工作是必要的。基于LLC谐振变换器+集成开关稳压二级结构的稳压电源实现了小尺寸，高精度，无多路输出交叉调整率问题。该电源很好地解决了MMUSM驱动系统供电问题，优化了驱动系统结构和可靠性，在工程上易于实现。MMUSM宏运动测量数据表明速度与电压存在较大的非线性，为了更好的控制效果，需要结合MMUSM优化，进一步改进驱动系统控制方法。