基于前沿循环复制的多假目标干扰研究

2019-01-19孟超普杨爱平王秀锦

舰船电子对抗 2018年6期

孟超普，杨爱平，王秀锦

(中国船舶重工集团公司第七二三研究所，江苏扬州 225101)

0 引言

现代雷达在进行雷达信号处理时普遍使用波形相干方式实现积累。线性频率调制(LFM)信号采用匹配滤波(脉冲压缩)进行信号处理，对非相干的干扰信号具有很强的抑制性，使得传统的噪声干扰样式干扰效果很差，因此对其干扰主要从相干干扰入手[1]。

目前，针对LFM雷达的相干干扰信号大多都是由数字射频存储(DRFM)器件调制产生的，它是对LFM脉冲信号实施相干干扰的关键所在。采用DRFM器件将雷达发射信号存储下来，在需要时附加上一定的调制，可以产生出多种干扰样式，根据存储方式的不同，可以分为全脉冲存储、示样脉冲存储(前沿循环复制存储)、准示样脉冲存储[2]。

全脉冲存储模式下，DRFM器件将输入的脉冲信号全部进行存储，根据需要在给定的时刻读出存储的数据以便重构信号。该存储方式可以完整地实现信号的重构，产生的假目标具有很高的相参性，但假目标与回波时延大，很难实现对跟踪雷达的干扰。前沿循环复制存储模式下，DRFM器件仅记录输入信号的初始一小段，然后对存储的数据重复读出，前沿循环复制存储产生的假目标具有较小的时延，但相参性比较差，产生的假目标幅度较小。准示样脉冲存储模式下，在信号的脉冲持续时间内，DRFM器件通过接收和发送的交替完成对雷达的干扰。准示样脉冲存储模式兼有全脉冲储存模式和示样脉冲存储方式的优点，在解决假目标时延问题的同时还保证了干扰信号一定的相参性[3]。但是，对于准示样脉冲存储模式，进行雷达脉冲的脉内间歇采样和干扰信号间歇发射时，采样和发射时间间隔通常较短。对于采用电真空器件作为功率放大的干扰机，当干扰机和侦察机之间的空间隔离不够时，可能出现间歇采样阶段采样信号为周围环境反射的干扰发射信号或静态噪声的情况。此时需要根据干扰机和侦察机的具体安装环境进行精细的间歇采样时序设计。

在实际工程应用中，由于实现的便捷性,前沿循环复制存储干扰模式在基于数字储频技术的干扰样式设计中广泛使用。本文对前沿循环复制存储干扰模式进行理论分析和仿真,并针对前沿循环复制模式下，假目标回波滞后且易被剔除的缺点，提出扫频调制前沿循环复制干扰，并仿真分析了不同参数条件下的干扰效果，同时，对扫频调制前沿循环复制干扰的工程实现进行了分析。

1 LFM脉压雷达信号分析

设雷达发射的LFM信号为：

(1)

当时宽带宽积D=Bτ≫1，信号的频谱为：

(2)

式中：Δω=2πB。

根据匹配滤波理论，匹配滤波器的冲激响应函数为：

h(t)=Ku(td0-t)

(3)

则匹配滤波器的频率响应函数为：

(4)

式中：u(t)为输入信号；Hi(ω)为输入信号的傅里叶变换。

则对LFM信号有：

(5)

匹配滤波器的输出信号为：

(6)

(7)

2 前沿循环复制干扰

前沿循环复制干扰是指干扰机DRFM器件对截获的大时宽雷达信号采样其中的一段进行复制，复制完成后进行转发。一个复制信号转发完成后,再转发第2个复制信号,依此类推,转发复制信号的个数由干扰样式的具体参数设置来确定。这种干扰技术立足于收发分时体制，工程实际中，在收发隔离较差的情况下，可以形成有效的假目标欺骗干扰效果，其工作时序如图1所示。前沿循环复制干扰信号(雷达信号脉宽为50 μs，截取和复制宽度均为10 μs)示意图如图2所示。

图1 前沿循环复制存储干扰工作时序

设干扰信号截取的雷达脉冲宽度为τ′，循环转发次数为N，则当τ/τ′为整数时，N=τ/τ′-1；当τ/τ′不为整数时，N=[τ/τ′-1]+1(其中[·]为取整运算)。为简化讨论，设定τ/τ′为整数，此时N=τ/τ′-1。

图2 前沿循环复制存储干扰信号示意图

(t-kτ′)2]}，kτ′≤t<(k+1)τ′

(8)

当D′≫1时，干扰信号频谱可表示为：

(9)

干扰信号通过雷达匹配滤波器H(ω)的输出信号为：

(10)

图3 前沿循环复制干扰(截取宽度=复制宽度=5 μs)

当截取宽度和复制宽度为5 μs时，N=9，由上述理论分析可知，循环复制干扰信号经过雷达接收机匹配滤波后会产生9个假目标，每个假目标的峰值与雷达回波峰值的幅度比均为0.1，各个假目标相对真实回波的滞后时间为k·5 μs(k=1,2,… 9)。从图3可以看出，仿真结果与理论分析一致。

更改截取宽度为10 μs，复制宽度取值与截取宽度一致，干信比不变，此时由于截取宽度变宽，N的取值变小，循环复制干扰信号经过雷达接收机匹配滤波后产生的假目标数量变少，但每个假目标的峰值变高，各假目标相对于真实回波的滞后时间也变长。干扰信号经匹配滤波后的输出与雷达回波信号的对比如图4所示。

图4 前沿循环复制干扰(截取宽度=复制宽度=10 μs)

从图3和图4可以看出，前沿循环复制干扰可以产生多个假目标。当截取宽度和复制宽度取值较大时，能产生多个幅度较大的假目标，但假目标的延时较大，由于跟踪雷达的距离波门较小，此时无法形成欺骗效果；当截取宽度和复制宽度取值较小时，假目标数量变多，部分延时较小的假目标能够进入跟踪雷达的距离波门，但此时假目标的幅度偏小，要达到对跟踪雷达的欺骗效果，需要干扰机具有较高的功率。

3 扫频调制前沿循环复制干扰

通过合理地选取截取宽度和复制宽度，前沿循环复制干扰可以在系统收发隔离较差的情况下，实现对频率捷变LFM脉压雷达的欺骗干扰。但是产生的假目标分布均匀，容易被雷达识别并剔除；同时由于产生的假目标均滞后于真实目标，当被干扰雷达采用前沿跟踪抗干扰措施时，无法形成欺骗效果。因此，考虑通过对复制后的干扰信号增加相关调制的方法，以实现产生时域密集分布假目标效果。本文采用扫频方法对循环复制干扰信号进行调制。

设扫频调制信号为m(t)，调制斜率为Km，取：

(12)

通常情况下，对于脉间调频斜率固定的LFM信号，通过侦察设备可以测量获得LFM信号的调频斜率。进行有源干扰时，可将该信息作为扫频调制信号先验调制斜率对干扰信号进行调制，此时调制信号与LFM雷达信号的相关性最高。以下在不考虑侦察设备调频斜率测量误差时，给出扫频调制部分脉冲存储循环复制干扰的仿真实验。

图5 循环复制+扫频调制干扰(截取宽度=复制宽度=10 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

图6 循环复制+扫频调制干扰(截取宽度=复制宽度=10 μs Km=μ,J/S=18 dB)

从图5可以看出，对循环复制干扰信号进行扫频调制，干扰信号经匹配滤波后形成多个分布在真实目标回波之前的密集分布假目标，假目标的幅度较图4中无扫频调制循环复制干扰形成的假目标略有下降。

增加干信比J/S为18 dB时，如图6所示，多个密集假目标的幅度接近或超过真实目标回波幅度，此时雷达接收机抬高门限时也会接收到多个假目标回波。因此，当干扰机与威胁雷达之间的距离足够远时，扫频调制部分脉冲存储循环复制干扰能够对LFM雷达产生密集假目标压制或欺骗干扰效果。

更改截取宽度τ′=25 μs、15 μs、7.5 μs、5 μs、2.5 μs和1 μs(此时前沿截取宽度分别为脉冲宽度的50%、30%、15%、10%、5%和2%)，复制宽度取值与截取宽度一致，其他条件保持同仿真场景2一致，干信比J/S取0 dB时干扰信号经匹配滤波后的输出与雷达回波信号的对比如图7～图12所示。

图7 循环复制+扫频调制干扰(截取宽度=复制宽度=25 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

图8 循环复制+扫频调制干扰(截取宽度=复制宽度=15 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

图9 循环复制+扫频调制干扰(截取宽度=复制宽度=7.5 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

图10 循环复制+扫频调制干扰(截取宽度=复制宽度=5 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

图11 循环复制+扫频调制干扰(截取宽度=复制宽度=2.5 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

图12 循环复制+扫频调制干扰(截取宽度=复制宽度=1 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

对比图7～图12可以看出，当前沿截取宽度逐步减小时，产生的假目标个数减少，同时产生的假目标幅度增加。当前沿截取宽度减少至脉冲宽度的2%时，假目标回波与真实目标回波时域上基本重合，假目标欺骗效果消失。因此采用前沿截取复制方式进行储频欺骗干扰时，应合理选取前沿截取宽度以达到最佳的干扰效果。

在实际工程应用中，侦察设备测量获得的LFM信号的调频斜率与真实的调频斜率会存在一定的偏差，不同的偏移量会引起干扰信号与真实信号相干性的差异。以下给出扫频调制斜率与LFM信号真实调频斜率偏移时的仿真实验结果。

仿真场景3：雷达信号脉宽μ=50 μs，带宽B=10 MHz，调频斜率μ=B/τ，载频f0=ω0/2π，截取宽度τ′=5 μs，复制宽度取值与截取宽度一致，取干信比J/S=18 dB，扫频调制斜率与LFM信号调制斜率失配，分别取Km为0.7 μ、0.8 μ、0.9 μ、1.1 μ、1.2 μ和1.3 μ进行仿真。干扰信号经匹配滤波后的输出与雷达回波信号的对比分别如图13～图18所示。

图13 循环复制+扫频调制干扰(截取宽度=复制宽度=5 μs，Km=0.7 μ,J/S=18 dB)

图14 循环复制+扫频调制干扰(截取宽度=复制宽度=5 μs，Km=0.8 μ,J/S=18 dB)

图15 循环复制+扫频调制干扰(截取宽度=复制宽度=5 μs，Km=0.9 μ,J/S=18 dB)

图16 循环复制+扫频调制干扰 (截取宽度=复制宽度=5 μs，Km=1.1 μ,J/S=18 dB)

图17 循环复制+扫频调制干扰(截取宽度=复制宽度=5 μs，Km=1.2 μ,J/S=18 dB)

图18 循环复制+扫频调制干扰 (截取宽度=复制宽度=5 μs，Km=1.3 μ,J/S=18 dB)

对比图13～图18可以看出，当扫频调制斜率Km小于LFM信号调制斜率μ且偏差量较大时，循环复制+扫频调制干扰产生的假目标均滞后于真实目标回波，且回波幅度较无偏差时降低。随着偏差量逐步减小，假目标回波幅度逐渐增加且假目标回波向真实目标回波靠拢，部分假目标回波分布于真实目标回波之前，形成的密集假目标对真实目标回波实现覆盖效果。

当扫频调制斜率Km大于LFM信号调制斜率μ且偏差量不大时，循环复制+扫频调制干扰产生多个提前于真实目标回波的密集假目标。当干信比较大时，多个密集假目标幅度均能够超过真实目标回波幅度，此时能够实现对采用前沿跟踪抗干扰模式LFM雷达信号的有效干扰。当Km大于μ且偏差量进一步增大时，循环复制+扫频调制干扰产生密集假目标回波相对于真实目标回波的提前量进一步增加，且假目标回波幅度降低，此时密集假目标回波会偏离雷达的距离跟踪波门，造成干扰效果的降低或干扰失效。因此使用LFM调频斜率先验信息对前沿循环复制信号进行扫频调制时，可以考虑在先验的调频量基础上叠加一定的抖动量，以达到最佳的干扰效果。

4 扫频调制前沿循环复制干扰工程实现分析

对于脉间调频斜率固定的LFM信号，采用循环复制+扫频调制方式对LFM雷达信号进行干扰时，以侦察设备测量获得LFM信号调频斜率作为先验的扫频调制斜率。在电子战系统对侦收到的威胁信号进行有源干扰引导时，将测量到的LFM信号调频斜率下发装订至干扰设备的数字化干扰源，数字化干扰源采用DDS技术通过可编程逻辑器件产生扫频调制信号。在数字化干扰源A/D芯片对威胁信号进行前沿采样后，由可编程逻辑器件进行数字信号复制转发时，对复制转发的数字信号进行数字扫频调制，并对调制后的复制转发信号进行D/A转换和上变频，实现干扰信号的输出。

对于调频斜率脉间捷变的LFM信号，将无法使用侦察设备测量获得的LFM信号调频斜率作为先验的扫频调制斜率。上述仿真时叠加的基带扫频调制信号调频斜率Km与LFM信号调制斜率μ相同时，其信号形式与LFM信号基带信号一致，因此可考虑使用LFM信号本身作为扫频调制信号。由于在工程应用中，数字化干扰源对LFM信号进行采样转发时，通常由微波变频模块将LFM信号下变频至调制中心频率为f0的中频信号(非基带信号)进行数字采样。使用LFM信号本身作为扫频调制信号时，对干扰信号的数字调制和D/A转换将在调制中心频率为2f0的高中频频段进行，此时对可编程逻辑器件会有更高的数据处理要求，同时需要更高采样率的D/A转换芯片。随着可编程逻辑器件处理能力和数模转换(DAC)芯片采样率的不断提高，能够在工程应用中实现采用LFM信号本身对前沿复制转发信号的扫频调制。