一种容性输出耦合结构的可调多工器

王中锋，袁家德

(1.福州大学 物理与信息工程学院，福建 福州 350108；2.福建星海通信科技有限公司，福建 福州 350008)

0 引言

可调滤波器就是指频率可调节变化的一种滤波器，它们一般单路工作[1-2]。多工滤波器也称抗干扰多路耦合器，简称多工器，能同时收/发多路特定频率的信号，而衰减其他频率的干扰，保障N部收/发信机共址同时通信，使N部天线减为1部，改善了通信系统的电磁兼容性、抗干扰能力和信噪比。其具有频率可调、插损低、噪声系数低、隔离度高、功率容量大、无源等特点，在无线基站、舰船、机场塔台、指挥台站、指挥车和无线电监听等场合有着广泛需求[3-6]。

文献[4]给出发射多路耦合器、接收多路耦合器、收发一体的多路耦合器的设计，但各通道频段暂不支持0.20～0.43 GHz，且路数少，频率不可调。文献[5]采用螺旋谐振滤波器的折叠线型多路耦合器的方案来实现八路多路耦合器，文献[6]采用的多头线多工器方案实现的UHF 波段八工滤波器，两者都完成了实物设计，但它们工作状态单一，通频带频率不可调，路数少。文献[7]采用集总参数与分布参数相结合的半集总参数元件设计了一款工作于200～1 000 MHz的恒相对带宽为18%的10通道耳蜗式多路耦合器，但其工作状态单一，通频带频率不可调，相比于腔体滤波器其功率容量偏小。文献[8]分析了可调多路耦合器匹配网络的设计难度，主要的难点有：通道频点变化的范围加大；各个通道工作频点的组合多，需要匹配的带宽不断发生变化等并提出了“最坏最好原则”和“每个最好原则”的设计理念以及基于等反射圆和保角变换等思想设计宽带匹配网络的方法，但其可调多路耦合器仅有仿真数据，暂无实物和实测数据。文献[9]设计了UHF频段通带相接的24工器，耦合网络采用的是多头线型的耦合结构，每个通道滤波器之间都是通过一个T型接头连接到一起的，每个滤波器的传输特性曲线交叠在-3 dB的位置，并设计了一个UHF频段的传输性能很好的24通道的耳蜗式多工器，但其通频带频率不可调，有仿真数据，暂无多工器所有通道的实测数据。文献[10-11]实现的跳频多路耦合器能自动调谐和快速匹配，但是路数少、功率容量小、插入损耗大，频段暂不支持0.20～0.43 GHz。

正如文献[6]提出的多工器的设计问题是微波工程中常遇到的问题，用带通或带阻滤波器把所需的频率分开，乍看起来，好像困难不大，但实际上把几个普通滤波器简单连接在一起，由于滤波器间的相互作用，将使系统的性能变差，甚至不能工作。所以如何连接滤波器、如何适应性设计用于多工器的滤波器耦合结构、如何设计各匹配枝节并实现多路通信总体的工程产品，是一个重要的问题。

本文创新性地在可调滤波器中利用容性输出耦合结构，实现了滤波器输出阻抗的调整，进而实现了滤波器输出端到耦合网络汇接处的匹配枝节长度LNi的大幅增大，并采用折线结构的耦合网络与可调滤波器级联，实现了12路可调多工器设计，实测结果本文方法设计的可调多工器在0.20～0.43 GHz具有较好的工作路数、插入损耗、通道间隔离度和频率组合自由度。解决了传统结构滤波器易相互干涉，空间摆放难，甚至可调多工器不可实现的问题。

1 多工器总体分析

可调多工器是一种重要的通信设备，在射频方面主要由可调滤波器和耦合网络组成，N个可调滤波器经N段特定长度的传输线(即匹配枝节)级联到耦合网络，耦合网络是一种多端口微波网络，它将多个滤波器与天线连接，并实现宽带阻抗匹配。可调多工器组成如图1所示。

图1 可调多工器组成

与耦合网络相关的研究设计，文献[5-8，12-16]有比较系统的理论、方法和技术。折线型耦合网络的应用给多工器设计提供了有效借鉴，本文采用文献[15-16]所给出的耦合网络方案。

传统可调滤波器的输出耦合结构一般采用耦合环构造[5-6，9，17-18]，属感性耦合结构，若采用N个这样的滤波器来设计可调多工器(需求工作频率0.20～0.43 GHz)，一方面由于0.20～0.43 GHz范围的可调滤波器尺寸体积较大既定、不易减小；另一方面，由于可调滤波器输出端到耦合网络汇接处的匹配枝节长度LNi过小，两方面原因共同造成多个滤波器空间上易相互干涉而布局困难，甚至根本不能同时连接到耦合网络中，进而可调多工器不可实现。当N越大时，这种可调多工器越难以实现。这在多工器研制工程实践中是最突出的问题之一。故而，虽有需求，但未检索到市面上公开的N≥12的同类产品。

举例分析：以N=12为例，假设采用传统的感性输出耦合结构滤波器(该频段尺寸数量级约：210 mm×190 mm×70 mm)来设计可调多工器，传输线介质的相对介电常数(比如选用聚四氟乙烯相对介电常数2.03)一定时，理论上各匹配枝节长度LNi如表1所示，显然偏短，经布局评估，12个滤波器在空间上干涉严重，不能同时连接到耦合网络，这时12路可调多工器实现不了。即使路数越少，多工器实现的可能性越高，但因LNi偏小，滤波器之间过于紧凑，从结构布局、可生产性和维修性的角度上仍存在较大劣势。

表1 感性输出耦合结构滤波器时的LNi

NiLNi/mm(1≤i≤N)1201149.21202156.11203108.11204133.51205141.71206128.8120774.2120873.1120972.2121071.6121170.9121270.2

考虑到本频段可调滤波器小型化存在较大技术风险和需要较高成本，本文假定滤波器尺寸体积基本不做改动，而从匹配枝节的长度着手改进。

图1所示的可调多工器工作时，各路通道间要有保护频带，各滤波器中心频率设置时常用的一种规定是f2≤α*f1或f2≥f1/α，(α在0.95附近)，可调滤波器1工作在f1，能使得收/发信机1的信号以较低插入损耗的代价顺利通过，即该信号处在滤波器通带内；其他可调滤波器分别工作在f2，...，fN，对收/发信机1的信号形成较强的反射式阻止作用，即该信号处在其他可调滤波器的阻带，反射程度或阻止作用的大小直接关系到各路通道间的隔离度，在频率间隔一定时，通道间的隔离度主要取决于可调滤波器的带外抑制度。

对下面的典型情况进行研究：发信机1经可调多工器在频率f1下工作，此时可调多工器等效集总电路模型如图2所示。在f1频率下，图中端面A处阻抗ZA，端面B处(耦合网络汇接处偏滤波器一侧)阻抗ZB，端面C处阻抗ZC，端面D处阻抗ZD。一般地，源阻抗ZS=50 Ω，当ZA=ZS=50 Ω时，电路的传输效率最高为50%；又因ZL=50 Ω且ZA=Z2∥...∥ZN∥ZL，所以为了发射信号获得最高的传输效率，理想情况要求Z2=…=ZN=∞，即在f1频率下呈现开路。

图2 可调多工器等效集总电路

图2对应的分布式电路原型如图3所示，由Z2=…=ZN=∞得，ZB=ZC=∞，即在f1频率下，在端面B向滤波器看去为开路，端面C处同理，在史密斯圆图看，处在开路点附近。

图3 可调多工器分布式电路原型

2 感性输出耦合结构滤波器时的解决方法

传统滤波器输出耦合结构为感性，端面B′处(可调滤波器输出端)电抗XB′～频率f关系曲线如图4所示，f1频率下ZB′处在史密斯圆图上半圆周某点处。匹配枝节长度LN02即为端面B′到端面B(即可调滤波器输出端到耦合网络汇接处)的距离，在史密斯圆图上体现为由ZB′点到开路点顺时针走过的角度。

图4 感性输出耦合结构的XB′～f曲线

图5中以f1=225 MHz，f2=240 MHz为例，重新考虑了ZB′在史密斯圆图中的位置，将其从上半圆周某个位置调整为定在下半圆周某个位置，对可调滤波器构造一种容性输出耦合结构即可满足该目标。图5中以f2为中心频率的滤波器，其输出端口处，在f1频率下的阻抗ZB′实测从0.69 Ω+j85.14 Ω(感性)调整为0.09 Ω-j2.90 Ω(容性)，此时由ZB’点到开路点顺时针走过的角度大大增加，从而使LN02大幅度增加，可调多工器的可实现性大大提高。

传统感性输出耦合结构的可调滤波器结构模型如图6所示。等效集总电路模型如图7所示。

图5 容性与感性输出耦合结构的ZB′～f对比

图6 感性输出耦合结构的可调滤波器结构

图7 感性输出耦合结构的可调滤波器等效集总电路

3 容性输出耦合结构滤波器时的解决方法

3.1 具体实施方式和原理

改进后的滤波器耦合结构为容性。以12路为例，这种可调多工器实物能够实现出来，框图见图1。

所采用的容性输出耦合结构的可调滤波器结构模型如图8所示，圆盘状容性输出耦合结构的新型可调滤波器，将传统可调滤波器由短路线构成的感性耦合结构改为由2个耦合盘组成的容性耦合结构。如图8中极A，采用了圆形输出耦合盘，固定在连接杆上，整体固定在滤波器输出端处；与极A平行正对，该分枝圆盘作为极B，与极A共同构造了一种圆盘对圆盘的新型容性耦合输出结构。以这种容性输出耦合结构组成新型可调滤波器进行射频或者微波能量的输入输出，不仅使可调滤波器的输出阻抗得到适应性改进，附带实现了隔直流功能。

该可调滤波器等效集总电路模型如图9所示，运用了成熟的谐振耦合带通滤波技术[5，8，12，17]，多个高Q值分布式并联谐振电路、级间电磁耦合窗、输入输出耦合结构进行恰当级联，当主转轴转动，平行板形成的电容变化，谐振腔本征频率变化，多个谐振腔的频率能够联动，进而带通滤波器的通频带联系变化，实现频率在一定范围内可调，在可调频率下，优化设置各种电磁耦合系数和分布结构参数，使得通频带内射频信号以较小插损通过而阻带频段内射频信号被大幅反射，用其构造的物理信道具有幅频特性优良、功率容量大等特点。

图8 容性输出耦合结构的可调滤波器结构

图9 容性输出耦合结构的可调滤波器等效集总电路

3.2 实测结果和分析

容性输出耦合结构的可调滤波器实测幅频响应曲线如图10所示。可见在整个可调范围内，通频带内的插入损耗1 dB左右。

图10 可调滤波器实测幅频响应

容性输出耦合结构的可调滤波器输出电抗XB′～频率f关系曲线如图11所示，相比于图4的感性输出耦合结构的XB′～f曲线，可见曲线整体下移明显，依据传输线理论及阻抗匹配理论[20]，认为这给匹配枝节电长度和物理长度的改进，创造了极为有利的条件。

图11 容性输出耦合结构的XB′～f曲线

以N=12为例，采用该可调滤波器实现的12路可调多工器，滤波器输出端到耦合网络汇接处的匹配枝节长度LNi如表2所示，相比于表1，可见长度明显加大。对耦合网络进行仿真优化[5，8，15，16]，再经仿真模型到实物的试制，采用文献[19]所述的测量校准面(SnP格式的子电路的端口位置)校正方法，对模型中的传输线电长度进行精确补偿，使得模型转为实物的工艺过程所引入的电长度误差最小化，这样对耦合网络基本无需进一步调试。后续将滤波器与耦合网络进行级联，经矢量网络分析仪监测整体的幅频响应，并对滤波器调试构件进行微调，最终该12路的可调多工器性能良好，通频带内的插入损耗在1.5 dB左右，通道隔离度优于50 dB。实测幅频响应如图12所示，由于各路通道的频率可调，中心频率组合繁多，本文暂且给出其中3种工作状态的实测插入损耗。

图12 12路可调多工器实测幅频响应

工作状态1的频率(MHz)组合如下：

(225.000，236.050，247.650，259.800，272.575，285.950，300.000，314.725，330.200，346.400，363.425，381.275)；

工作状态2的频率(MHz)组合如下：

(236.050，247.650，259.800，272.575，285.950，300.000，314.725，330.200，346.400，363.425，381.275，400.000)；

工作状态3的频率(MHz)组合如下：

(230.525，241.850，253.725，266.200，279.250，292.975，307.375，322.475，338.300，354.925，372.350，390.650)。

表2 容性输出耦合结构滤波器时的LNi

NiLNi/mm(1≤i≤N)1201218.11202269.11203288.512042791205268.51206254.2NiLNi/mm(1≤i≤N)1207191.31208185.91209177.61210174.31211171.51212154.6

4 结束语

本文解决了原有技术问题(汇接点与滤波器之间匹配枝节长度过短，更多路数的可调多工器理论上难以实现或实物难以实现)，得出如下结论：

① 显著改进了原有设计的缺陷：可调滤波器输出端到耦合网络汇接处的匹配枝节长度LNi大大增加，解决了传统感性输出耦合结构下多个滤波器因空间干涉而布局困难、甚至可调多工器不可实现的问题，从根本上完善了设计；

② 因连接线加长，带来更多滤波器可用空间，引入更多滤波器，进而大大拓展了可调多工器实际可实现的路数，能实现10路以上；

③ 容性耦合结构截面均为圆形，易加工，易实现，电接触优良；

④ 适用频段广：虽然只给出了0.20～0.43 GHz范围12路的实施案例，但有一定参考意义。理论上，在其他频率范围给出适当技术指标需求，当N较大时，也有一定可实现性。

本文着重从匹配枝节长度加大的角度改善可调多工器设计和可实现性，后续研究或改进可能有以下几方面：容性输出耦合结构的测试性和环境适应性；滤波器小型化；多工器路数增加；滤波器和耦合网络频段拓展；耦合网络模型建立及快速优化技术；更低误差的模型转化实物的工艺；从维修性改进的角度对多工器内部空间布局进行优化；大功率适应性；高速跳频适应性；无源互调性能提升等等。