电动汽车的无线充电控制策略研究∗

陆韦，刘泽军

（1．国网上海嘉定供电公司，上海201800；2．上海交通大学 电子信息与电气工程学院，上海200240）

0 引 言

随着电动汽车日益普及，电动汽车并网充电将给电网带来越来越大的影响［1］。从电网安全性来看，电动汽车作为即插即用的负荷，其充电状态将影响电网频率稳定［2］。从电网经济性来看，电动汽车无序充电可能增大负荷峰谷差，使电网付出更高的调峰成本［3］，而有序充电则能起到削峰填谷的作用，降低电网经济成本［4］。此外，如果不对电动汽车施加任何控制措施，电动汽车还将严重减损变压器寿命［5］。因此，对于作为需求侧重要一环的电动汽车，对其充电过程进行管理和控制显得尤为重要，有必要开展电动汽车并网后的充电控制策略研究。

电动汽车充电方式可分为有线充电与无线充电［6］。在有线充电中，频繁插拔易造成插座磨损、老化、生电火花等问题，线路破损则会带来漏电等安全隐患，对极端天气的适应性较差［7］。而无线充电技术通过电磁感应传输能量，将发射线圈埋入地下无外漏接口，可以解决有线充电面临的接口限制和安全问题，并且不占据地上空间，从而带来极大便利，未来将逐渐发展成为电动汽车充电的主要方式［8］。近几年，宝马、奔驰等著名汽车厂商相继推出电动汽车无线充电样机，国标也即将出台，电动汽车无线充电技术的学术研究和应用市场将迎来重大发展。

然而，目前电动汽车无线充电的控制策略并不完善。一方面，在电动汽车能量管理中，需要实现电动汽车无线充电功率的灵活可控，从而需要更多的可控元器件；另一方面，又要实现紧凑轻便的无线充电接收器，从而确保足够的安装空间并减轻车身自重，接收器的体积和重量应尽可能小。无线充电系统传输功率受谐振网络参数的影响较大。现有文献中，文献［9］阐述了基于无线充电系统原边信息进行互感参数估测的可能性。文献［10］提出了一种单管感应耦合式电能传输系统，给出一种基于电压传输特性的主电路参数设计方法。文献［11］提出一种基于负载和互感参数摄动的电动汽车无线充电控制方法，使得无线系统参数在受扰动时系统依然能够稳定输出功率。但上述方法依然存在系统成本高、体积偏大等问题。

基于此，提出一种基于参数估计的电动汽车无线充电控制策略，通过原边信息对输出电压和电流进行估测，采用原边移相控制进行功率调节。仅通过独立控制原边，使得副边在不控整流时也能够获得期望的电压或电流，从而减小系统成本和体积并满足电动汽车充电功率灵活可控的要求。研制了实验样机，证明了该控制策略的有效性。

1 电动汽车无线充电系统

1．1 电动汽车无线充电系统结构

根据补偿网络的结构，无线充电系统可分为串串，串并，并串，并并四种基本拓扑。串串型拓扑设计简单，可直接与电压源型逆变器连接，补偿电容不随负载变化，输入阻抗较低，损耗小，在实际应用中得到广泛认可。串并型拓扑则能使发射线圈的电流呈现出恒流源特性，适用于多负载传输的情况。并串与并并联型拓扑需要电流源供电，且易受扰动，在实际中应用较少［7］。因此，本系统的补偿网络为串串拓扑。所研究的无线充电系统结构如图1所示。

图1 无线充电系统的串串拓扑结构Fig．1 Topology of the WPT system based on parameter estimations

图1 中，Vin为直流电源，C0和C3为滤波电容，Q1-Q4为场效应管（MOSFET），四个MOSFET组成原边的单相全桥可控电路，可将直流电源逆变成高频交流电，并且通过对移相角的控制，实现输出电压和电流的调节。副边为电动汽车侧，由单相全桥不可控电路构成。L1和L2为发射和接收线圈，C1和C2为相应的谐振补偿电容，RL为负载电阻。

1．2 电动汽车无线充电系统控制方法

1．2．1 无线充电系统等效电路

由基尔霍夫电压定律，无线充电系统原副边电压相量可表示为：

式中V1、V2分别为原副边电压相量；I1、I2分别为原副边电流相量；X1、X2分别为原副边电抗；M为互感；R1、R2分别为原副边线圈内阻；Re为不控整流桥等效电阻。

令原副边线圈参数一致，故谐振补偿电容亦相同。则原副边的电抗X1和X2可表示为：

式中ω为系统的工作频率。

通常逆变器需工作在谐振状态下，即：

因此，在谐振频率下原副边电抗X1、X2为0。在大部分无线充电系统中，线圈内阻较小可忽略不计。忽略R1、R2、Re后，副边电流相量I2与副边电压相量V2可近似表示为：

当无线充电系统正常工作时，副边的负载会反射到原边线圈，此时原边的等效反射阻抗为Zref，从逆变器得到的输入阻抗为Zin，系统的等效电路如图2所示。

图2 系统等效电路Fig．2 Equivalent circuit of the system

基于上述系统等效电路，输入阻抗Zin为：

1．2．2 基于参数估计的无线充电系统控制方法

在得到系统等效电路后，其输入阻抗Zin还可由原边电压有效值V1和电流有效值I1计算得到：

式中θ为电压超前电流的相角。

综合式（7）与式（8），可得：

式（9）为复数等式，左右两端实部与虚部需相等，可得式 （10）、式（11）：

由实部等式（10）可推导得到互感M表达式：

互感是无线充电系统中的一个重要参数。在初始化阶段，系统可工作在非谐振频率状态，用以估测互感值。由于充电开始后线圈位置不再改变，互感基本保持不变，故估测的互感值可为后续控制策略所用。互感M的计算式中，高频交流电流I1的值比较难采集，进一步地，根据能量守恒原理对高频交流电流I1进行估测。假设忽略逆变器的损耗，根据能量守恒可近似得到：

式中Vin、Iin为直流电源输入电压与输入电流。

根据傅里叶变换理论，原边基波电压有效值V1可表示为：

式中α是原边全桥可控电路的移相角。

由式（13）、式（14）可得，I1的表达式为：

综合式（5）、式（6）、式（14）、式（15）可得副边直流侧输出电流Iout和输出电压Vout的表达式：

文中推导得到基于参数估计的无线充电系统控制原理，在式（16）与式（17）中，直流侧输出电流Iout和输出电压Vout仅与原边的移相角α相关。因此，直流侧输出电流Iout和输出电压Vout可以通过原边的移相角α进行控制。此外，输出电流Iout和输出电压Vout还可根据式（16）和式（17）进行估计，在不需要通讯的情况下，仅通过原边的控制即可实现恒压与恒流的控制。

3 系统控制框图

基于参数估计的无线充电系统的控制框图如图3所示。通过电压和电流传感器采集输入电压Vi和输入电流Ii，控制器根据采样值进行输出电压或输出电流的估测。当估测得到的值小于期望值时，增大移相角α；反之，则减小移相角α。 控制器产生四路PWM波，经过驱动电路后实现对全桥逆变器的控制。

图3 无线充电系统控制框图Fig．3 Control block diagram of the WPT system

根据式（16）与式（17），无线充电系统恒流控制与恒压控制的传递函数方程分别表示如下：

式中kP和kI是PI控制器的比例和积分系数，其余变量可参见前文说明。

由式（18）和式（19）可知，当kP和kI大于 0时，传递函数的特征根实部为负数，系统是稳定的。kP和kI具体值需要根据不同系统通过实验进行整定。PI控制克服了单纯比例调节存在静差和单纯积分调节慢的缺点，能同时改善静态和动态特性。kP越大，系统的动态响应速度越快；kI越大，系统的稳态特性越好。

4 实验与分析

为了验证基于参数估计的电动汽车无线充电控制策略的可行性，制作了无线充电系统样机进行实验验证，样机的主要参数如表1所示。实验样机如图4所示，具体包括直流电源、控制器（TMS320F28335）、可控全桥、不控整流桥、谐振补偿电容、发射和接收线圈。

表1 样机主要参数Tab．1 Key parameters of the prototype

图4 实验样机图Fig．4 Photograph of the prototype

图5 为原边全桥的典型波形。Q1、Q2为原边全桥的门极驱动信号波形，I1、V1分别为原边谐振电流和电压。可以看出，当系统工作在谐振频率时，I1和V1同相位。

电动汽车充电常采用恒流与恒压相结合的二阶段充电方式。在充电开始时，首先采用恒流充电方式，电池端电压不断上升，直至达到预定的电压值，然后改为恒压充电方式完成剩余的充电过程。此时随着电池端电压的逐渐升高，充电电流逐渐减小。因此，为验证本文所提控制策略的有效性，设定恒流充电和恒压充电两个实验场景，分别对恒流、恒压充电方式进行验证。

（1）恒流充电场景：充电电流设定为5 A，固定负载与电子负载并联，固定负载阻值设定为8 Ω，电子负载阻值设定为 6 Ω。 其中，KP为 0．17，KI为 0．2。 在某一时刻，电子负载阻值由6 Ω增加至8 Ω，即总负载阻值由 3．43 Ω 增加至 4 Ω；

图5 原边全桥的典型波形Fig．5 Typical waveforms of primary full bridge

（2）恒压充电场景：充电电压设定为25 V，固定负载与电子负载并联，固定负载阻值设定为8 Ω，电子负载阻值设定为 16 Ω。 其中，KP为 0．8，KI为 0．5。 在某一时刻，电子负载直接断开，即总负载阻值由5．33 Ω增加至 8 Ω。

图6和图7分别给出了在恒流充电场景和恒压充电场景下的负载侧电压电流波形。由图6可知，当负载由3．43 Ω增加至4 Ω时，负载侧电压上升，负载侧电流在经历小幅波动后仍能维持在5 A左右，实现恒流充电。由图7可知，当负载由5．33 Ω增加至8 Ω时，负载侧电流下降，负载侧电压在经历小幅波动后仍能维持25 V电压，实现恒压充电。由上述结果可知，在负载发生波动时，无论在恒流还是恒压充电方式下，该控制方法依然能够稳定地输出电流或电压，具有良好的稳定性。在恒流充电方式下，充电效率约为86．5%，在恒压充电方式下，充电效率约为85．8%。

图6 恒流控制实验图Fig．6 Experimental result of constant current control

图7 恒压控制实验图Fig．7 Experimental result of constant voltage control

此外，由实验结果可以发现，参数估计不可避免的存在误差。在恒流充电时，输出电流存在0．2 A误差；在恒压充电时，输出电压存在2 V误差。电流和电压的误差百分比分别为4%与8%。相对于恒压充电，恒流充电误差较小。当功率进一步升高后，恒压与恒流充电误差都能够下降。此外，还可以通过初始化矫正减小误差。因此，输出电压和电流的控制能够控制在可接受的工程误差范围内。上述实验表明，通过基于参数估计的无线充电控制策略能够实现期望的恒压恒流充电功能。

5 结束语

提出了基于参数估计的电动汽车无线充电控制策略，并且通过实验进行了有效验证。该控制策略采用原边控制方法，在副边不控整流条件下实现了恒压与恒流充电。在满足电动汽车充电功率的灵活调节要求的基础上，省去了副边的可控元器件，从而有效地减小了接收器的体积和成本。