风电机组变流器电流谐波水平案例分析∗

2019-01-09赵梓航王海云唐新安王佳

电测与仪表 2018年24期

关键词：变流器谐波风电

赵梓航，王海云，唐新安，王佳

（1．新疆大学电气工程学院，乌鲁木齐830047；2．北京金风科创风电设备有限公司，北京100176）

0 引言

2016年我国风电机组累计装机容量达到1．69亿千瓦［1］，随着风电累计装机容量和海上累计装机容量的持续增长，风电变流器产品的需求呈现出整体增长模式。其中风电机组单机容量的不断增大，也使得机组变流器的系统拓扑结构不断发生变化。

为实现风力发电机组能够理想可靠地向电网提供电力，分析的风力发电机组不同变流器对并网电能质量产生的影响就显得尤为重要［2-4］。

樊熠等基于对风电场的数据分析，得出变流器网侧滤波电容容抗与箱变感抗是引起机组谐振的主要原因［5］；Melício 等比较了变流器的三种拓扑结构，相比经典的整数阶控制策略［6］，发现采用分数阶控制的多电平变流器能有效改善风电机组的谐波释放；Yin Xiuxing等利用模糊积分滑模电流控制策略，配合谐波补偿器［7］，达到了消除机组机侧高次电压谐波的目的；Noshahr仿真研究了微网中永磁同步电机在全功率变频器切换操作下的谐波释放水平［8］，发现对谐波的释放和抗扰度影响特别大的频率区间为2 kHz-150 kHz；Seixas等介绍了五次谐波含量对PMSG风机影响的计算模拟［9］，为此提出了一种新的输出电压矢量选择控制策略；He Yifei等基于VSC变流器使用PI、PR级联控制器［10］，仿真发现能有效地补偿负序电流，抑制谐波水平；Huo Xianxu等为补偿风电机组的电压畸变［11］，在多级同步旋转坐标系下转入相应次级的电流谐波，达到了很好的效果。以上文献都从仿真角度出发研究风电机组变流器的谐波水平，并未考虑实际工况下机组变流器谐波、间谐波、高频分量的释放水平及特征。

基于两种不同类型的并网风力发电机组，详述了机组I型被动整流变流器与II型主动整流变流器，结合IEC标准方法，以现场试验数据结果为基础，对比分析了I型被动整流变流器与II型主动变流器电流谐波、电流间谐波和电流高频分量的释放水平及特征。

1 变流器区别

变流器在风力发电机组中主要起到解耦和电能转换的作用，当风力发电机组配备不同的变流器时，变流器性能结构的优缺点也直接影响到了机组。表1为两组变流器主要信息的对比。

表1 变流器信息比较Tab．1 Information comparison between two converters

在核心元件方面，I型被动整流变流器的核心元件为10支结构相同的IGBT模块，相互可以互换，拆卸便捷，缺点是抗干扰能力稍差。II型主动整流变流器技术相对成熟，应用广泛，但高度的整合使得更换变流器时成本要比I型变流器高出许多。

在冷却方式方面，I型被动整流变流器采用空冷的方式，II型主动整流变流器采用水冷的方式。因为水的比热系数大，所以水冷的方式更有利于变流器柜体的散热，但同时独立的柜体使制造成本加大，并且如果水冷柜发生漏水现象，会大大增加机组的故障率。

在柜体结构方面，I型被动整流变流器中的IGBT单元在柜中叠加布置，结构紧凑，节约了大量空间，缺点是一旦其中的元件被烧毁，可能会造成相邻元件的附加损伤。而II型主动整流变流器在柜体中采用并排独立的安装方式，结构上显然会优于I型变流器。

以下章节详细介绍了I型被动整流变流器和II型主动整流变流器的拓扑结构与控制原理。

2 I型被动整流变流器

I型被动整流变流器整体可近似分为整流、升压、逆变三大部分。主回路、控制回路和配电回路共同组成整个I型变流器的硬件部分。

主电路拓扑结构如图1所示。在网侧断路器闭合之前，预充电回路先对直流母排进行预充电，以此防止网侧主断路器闭合时，直流母排上大容量的电容对电网造成大的冲击伤害。

图1 I型变流器主拓扑结构Fig．1 Main circuit topology of type I converter

当母线电压达到一定值，预充电完成，网侧主断路器闭合。机侧补偿电容的作用是，补偿非线性负载的无功，使发电机端电压、电流同相位。当发电机转速满足并网要求时，电能经过二极管整流桥模块（两套三相全桥不可控整流），将频率、电压不稳定的交流电转换为直流电，这使得电路中杂散电感几乎不存在。

定子电流表达式如公式（1）所示，式中ik为各次谐波电流，φik为各次谐波电流相位，k=6n±1（n=0，1，2…，k＞0），机侧采用不控整流后，电流存在 6n±1次谐波。

经过并联电容对所得直流电滤波和稳压之后，三重Boost电路升压后控制整流后的电流，由斩波相位互差120°的斩波模块完成。对于这三支IGBT模块，发挥功能的是其中上桥臂和下桥臂反并联的二极管。并联的电容中点接地，分割直流母线电压，降低绝缘等级。制动模块利用制动电阻释放多余能量，从而维持直流母线电压稳定。

逆变部分为三相全桥有源逆变，采用SPWM控制方式，三相由六支IGBT模块两两连接组成。将升压斩波后的直流电，变换成与电网同相位、工频50 Hz的交流电。同时考虑并网电流中的高频谐波分量，加入滤波电容，以满足电网对并网电流畸变率的要求。

3 II型主动整流变流器

基于全控器件的PWM变流器能够实现能量的双向流动，如果将直流母线电压近似恒定，则双PWM变流器即等效为两个变流器背靠背串接。

3．1 机侧控制原理

电机侧变流器控制目标为实现电机发出的交流电整流，通过控制电机转矩，精确地对电机转速进行控制。由于风力发电系统永磁同步电机与风机同轴，对电机转速的控制就是对风机扇叶的转速控制，从而改变获得风能的大小。

如图2所示，II型主动整流变流器，机侧采用了基于磁场定向矢量控制的双闭环结构。为实现磁链ψf和电磁转矩Te的解耦，加以对定子磁场磁链矢量方向的控制。通过控制机侧电流iW、iV、iU，实现对发电机的控制和功率传输，对发电机扭矩进行实时跟踪，间接控制发电机转速，追踪机组的最大功率输出。同时对发电机端电压uDC进行控制，在高转速时，施加弱磁控制，维持发电机端电压稳定。电机电流方程如下：

式中ωe为电角速度；Rs为定子电阻；空载电势Es=ωeψf。

相较传统的电机控制，需要利用速度传感器观测转子位置而言，这里机侧变流器采用了无速度传感器控制技术，可减小误差、提高系统鲁棒性。

图2 机侧控制原理框图Fig．2 Block diagram of generator side converter

3．2 网侧控制原理

电网侧变流器在保证直流母线电压恒定且高于电网电压的同时，有效的将良好的电能输送至电网。当电网出现故障，电压跌落时，需要变流器向电网进行无功补偿。

II型变流器网侧采用了电网电压定向矢量控制，控制原理上与机侧变流器类似。图3的应用软件框图中，功率变换器的电压控制模式为可选模式，无功电流可以根据机组控制器的无功指令Q、电网电压Us直接给定：

电流ia，ib，ic从三相静止坐标，两相静止坐标，在经过两相旋转坐标系后，其数学模型可表示为：

变换后可以发现，id、iq电流除受控制量ud、uq影响外，还受到耦合项与网侧电压ed、eq的干扰。于是利用电网基波正序分量矢量的定向约束，在工频同步旋转坐标系下对有功、无功电流解耦，得到最终简化状态方程如式5所示。

这里，网侧变流同时利用电网电压定向矢量控制构成电流内环、直流母线电压外环的控制系统，当母线电容大小合适，控制参数整定合理的情况下，有效维持母线电压近似恒定，以实现机侧与网侧变流器的独立。

式中Kp、Ki为控制环的比例参数与积分参数，i∗d，i∗q为交流侧逆变指令电流。

通过调整有功无功大小，网侧变流可在全功率因数范围内运行，电网电压低时，可以发出容性无功，支撑电网电压。电网电压过高时，吸收感性无功，降低电网电压。

图3 网侧控制原理框图Fig．3 Block diagram of grid side converter

4 试验方法

IEC标准规定，风机连续运行时的电流谐波（至少50倍基波分量）、间谐波（2 kHz以下）和高频分量（2 kHz～9 kHz）都应当进行测量［12］。

试验时，每个10%功率区间至少采集了9个（三次测量和三相）10分钟的瞬时电流连续测量量。频谱的测量和分组符合IEC 61000-4-7［13］的要求。对于测得的矩阵加权电流，都应用离散傅里叶变换（Discrete Fourier Transform，DFT）。本系统使用10周期采样。

同时，变流I型机组通过35 kV升压变接入风场，箱变高压侧短路容量为186 MV·A；变流II型机组通过38．5 kV升压变接入风场，箱变高压侧短路容量为204 MV·A。电流线圈统一安装在图4风电机组变流器网侧母排上，数采设备使用DEWE 3020型数据采集系统，风速信号由机舱风速计获得。

图4 电能质量测量点Fig．4 Test points of power quality

在电网畸变率最小的情况下，测量结果基于每一个有功功率区间观测10分钟。剔除了明显地被电网背景噪声作用的测量数据。对任何次谐波其谐波电流如果小于In的0．1%，则不记录。总谐波电流畸变率（Total Harmonic Current Distortion， THC）计算如下：

式中Ih为第h次谐波电流的有效值；In为风机额定电流。

这里并没有测量风机启动或其他开关操作引起的短时间谐波。

5 试验结果

试验期间机组无功功率设定为Q=0，变流I型机组数采设备采样频率40 kHz，变流II型机组采样频率20 kHz。为更好地显示出每组结果数据的特性，下列图组中右侧刻度并没有使用统一的量度。

图5、图6两类机组变流器的各次谐波电流含量中，I型变流器出现 2、3、4、5、7、19、23 次电流谐波，3、5、7次电流谐波含量高，尤其是3次谐波，在所有功率区间平均值达到2．64%，满发状态下最大值为3．4%。

图5 I型变流器各功率区间各次谐波电流含量Fig．5 Content of harmonic currents for each active power bin of converter I

II型变流器出现 2～8、11、13、17、19、23 次谐波，谐波次数出现率远高于变流I型机组，同时最大电流谐波含量出现在5次谐波上，平均值为1．21%，最大值为1．45%。另外，两类机组变流器31次～50次谐波电流含量均为零，这里并没有表示出来。

可以发现，两类机组变流器电流谐波含量均出现在2、3、6k±1（k为正整数）等谐波次数上，含量随着次数的增高而降低。II型变流器较I型变流器而言，产生的电流谐波幅值小、分布相对分散，这是由于机组变流系统采用了不同的调制方式［14-15］。并且I型变流器未出现大面积的偶次谐波，说明其产生的电流波形具有良好的半波对称性。

图6 II型变流器各功率区间各次谐波电流含量Fig．6 Content of harmonic currents for each active power bin of converter II

图7 、图8间谐波结果图中，总频率范围为75 Hz～1 175 Hz，统计间隔为 50 Hz。I型变流器在 75 Hz、125 Hz、175 Hz、225 Hz频率出现间谐波含量，均值为0．18%，最大值为 0．28%。

图7 I型变流器各功率区间间谐波含量Fig．7 Content of inter-harmonics for each active power bin of converter I

图8 II型变流器各功率区间间谐波含量Fig．8 Content of inter-harmonics for each active power bin of converter II

II型变流器间谐波含量分布则表现出不均匀、不连续的趋势，在 75 Hz～225 Hz、775 Hz～975 Hz都出现电流间谐波，均值为0．19%，最大值为1．04%。两类机组变流器在1 175 Hz～1 975 Hz都没有出现间谐波含量。需要指出的是，目前IEC间谐波检测方法并不完善，检测结果存在一定的泄漏效应［16］。

图9、图 10中，电流高频分量的中心频率为 2．1 kHz～8．9 kHz，统计间隔 0．2 kHz。 I 型变流器在 4．7 kHz、4．9 kHz频率出现电流高频分量，幅值均匀，均值为0．16%，最大值为0．17%；II型变流器出现范围更广，频率更高，在 3．3 kHz～3．9 kHz、6．9 kHz～7．3 kHz 频率都出现电流高频分量，均值为0．23%，最大值0．39%。