一种提高卫星扩频测控链路抗干扰能力的方法*

2018-12-19谭维凤王雪宾

通信技术 2018年12期

谭维凤，王雪宾，窦骄

（航天东方红卫星公司，北京 100094）

0 引言

卫星测控设备处于复杂的电磁环境中，面临的各种干扰日益严重。它的安全性直接决定了卫星的可用性和生存能力[1]。目前，卫星测控链路多采用直接序列扩频体制。虽然扩频体制自身具有一定的抗干扰能力，但是受限于扩频增益，其抗干扰能力非常有限[2]。本文针对卫星测控链路抗干扰能力低的问题，提出一种时频结合的抗干扰处理算法。该算法通过设计随干扰位置变化的可变时域滤波器消除干扰，大幅提升了卫星测控链路的抗干扰能力。

1 扩频测控系统抗干扰能力分析

卫星扩频测控系统由地面站和星载设备组成。地面跟踪测量站对卫星发送扩频遥控信号和伪随机码序列测距信号，星载扩频应答机转发测距伪随机序列，对扩频遥控信号进行解扩解调后得到遥控指令，同时完成对星上遥测信息与测距数据的调制发送。

扩频测控系统的抗干扰能力在接收端解扩处理过程中获取。若解扩前信号占用的带宽为B，解扩后信号占用带宽为Bss，假设干扰的功率谱密度在解扩前后可以近似看做均匀分布的情况下，可以有如下推导：

可见，在假设干扰的功率谱密度在解扩前后可以近似看做均匀分布的情况下，可以得到处理增益近似等于扩频倍数的结论[3]。

例如，对于一个遥控信息速率为4 kb/s进行卷积（2,1,7）编码后，采用伪随机序列扩频到3 Mcps后完成BPSK调制的一个遥控链路来说，其扩频增益为：

则该遥控链路的抗干扰能力可以估算为：

可以看到，当到达接收机入口的干扰信号电平比信号电平高16 dB后，将导致遥控链路产生大量误码甚至中断。以卫星的上行链路发射EIRP为50 dBW为例，相同通信距离的地基干扰机采用5 m口径发射天线发射功率，仅需不到1 kW就可以成功干扰到上行链路。

因此，虽然目前大多数具有安全保密抗干扰要求的卫星普遍采用扩频体制的测控体制，但是受限于通信带宽、扩频倍数等因素，其抗干扰能力依然非常有限。所以，研究其他方法用以提升卫星测控链路的抗干扰能力的需求十分迫切。

2 抗干扰算法

目前，抗干扰算法主要分为两大类——时域自适应处理技术和频域处理技术。其中，时域自适应处理技术主要是利用信号和窄带干扰在可预测性上的差异。这种算法发展的较早，理论也比较成熟，但是算法复杂，一般采用迭代的方式进行预测，存在是否收敛的问题，且响应时间长，对快变化的干扰抑制效果差。随着技术和器件的发展，频域处理技术逐渐被青睐。它是将信号变换到频域去处理，利用信号和干扰在频域特性的不同，可以开环自适应对干扰进行检测处理，对干扰的位置、个数、大小等不敏感，实现速度快，处理效果好[4]。考虑到窗函数的影响，在频域需要经过多路重叠加窗的方法，频域处理的效果才能达到最优。但是，重叠加窗处理法消耗的资源大，不适用于星载设备。因此，本文提出了一种时频域结合的干扰抑制算法，即在频域进行干扰监测，然后根据监测结果在时域设计可变滤波器滤除干扰。

如图1所示，接收到的扩频信号经A/D转换后分为两路，分别送入频域处理模块和时域处理模块。其中，频域处理模块由FFT变换模块、干扰检测模块、自适应门限生成模块和FIR时域滤波器系数生成模块等部分组成。时域处理部分由FIR滤波模块构成。

图1 时频结合干扰抑制算法

本算法采用FIR滤波器线性延迟的特点，当信号经过该模块时输出的时延值是固定量。当没有检测到干扰时，信号经过时间延迟后直通送入后端解调；存在干扰时，经过FIR干扰消除滤波器，其时延是固定量与直通支路一致，保证了输出信号的完全同步。当它在两路信号之间切换时，不会造成解扩解调模块的失步甚至重捕。

系统的工作过程如下。接收到的扩频信号由三部分组成，即：

式中，s(t)是接收到的含有干扰和加性高斯白噪声的信号，n(t)是单边功率谱密度N0/2的高斯白噪声，i(t)是窄带干扰。

s(t)的表达式为：

式中，an为信息序列，且{an=±1,1≤n≤N}，g(t)为宽度是T的矩形脉冲，T为比特周期。cos(2πfc)为调制载波，c(t)为扩频码信号，表达式为：

式中，ci为取值±1的扩频码，Lc为扩频倍数，p(t)为宽度为Tc的矩形脉冲，Tc为扩频码周期。

此处，选几个正弦波之和作为窄带干扰模型，如下：

式中，K为单频干扰的个数，Ai为单频干扰的幅度，fj为单频干扰的频率，为单频干扰的初相。

接收到的含有窄带干扰和高斯白噪声的信号首先经过A/D采样输出到FFT变换模块进行加窗FFT变换，干扰检测模块将接收信号频谱中的每个样点逐一与自适应干扰门限模块产生的门限进行比较，其中幅度高于门限的频谱样点被认为存在干扰，得到干扰信号的中心频率和带宽，传给FIR滤波器设计模块。FIR滤波器设计模块根据干扰检测模块送来的干扰信息进行FIR滤波器设计，把生成的FIR滤波器系数传给时域处理部分的FIR滤波模块。时域处理部分的FIR滤波模块根据FIR滤波器系数进行时域滤波处理。

上述处理过程中，时域处理部分仅仅做FIR滤波，而需要分块处理的干扰信号估计及滤波器设计等较为复杂的过程均由频域处理来完成，以充分提高系统的实时性。尽管当前用于时域滤波的FIR滤波器系数是由前一时间单位接收到的数据块估计的，但在实际电磁环境中，干扰信号的变化一般较这段估计的滞后要小得多，所以对干扰抑制效果几乎不会产生影响。与传统的基于FFT频域干扰抑制方法相比，它的复杂度仅仅相当于原来的一半，而实时性却有一个时间处理块的提高。

合理的干扰检测门限值是本文干扰抑制方法成功的关键之一。自适应门限估计模块就是完成干扰信号门限的自适应设置[5]。

取NFFT点接收到的信号，即：

式中，s(n)是A/D转换后的扩频信号，n=1,2,…,NFFT，NFFT为FFT变换的点数，w(n)为窗函数，sw(n)是经过加窗处理后的信号。对sw(n)做NFFT点FFT变换，得：

式中，u(m)是sw(n)的FFT变换，m=1,2,…,NFFT。在每一频点处的信号能量可以表示为：

式中，λ≥1为加权因子。自适应门限依据最近的M个FFT块的各频点能量来确定，如下：

式中，Th为自适应门限；Thmin为自适应门限最小值，表示不含干扰的信号；M是用来确定自适应门限的FFT的块数；η是与接收信号有关的参数，需根据接收机进行调整。

根据干扰检测模块的输出结果利用窗函数法在FIR滤波器设计模块中进行计算，得到FIR滤波器的相关系数。若干扰的位置没有发生变化，则维持上次设计的滤波器脉冲响应的参数；若发生变化，则进行数据更新，保证设计的滤波器对快速变化干扰的滤除能力。

为了保证滤波信号和非滤波信号的同步性，对不进行滤波的支路进行时间延迟，延迟的时长为FIR滤波器的时延值。这就保证了抗干扰模块的输出值在滤波和不滤波之间切换时两路信号完全同步，不会造成后端接收端因为相位的突变而造成失锁或中断。

3 性能仿真

为了检验本文所提出的抗干扰方法的效果，采用蒙特卡洛模型对系统性能进行仿真。为了便于仿真，采用255倍直接序列扩谱系统，信息速率设置为12 kb/s，扩频码速率Rs为3.06 MHz，信道为高斯白噪声Eb/N0=12，仿真码元数为100 000个。图2为信号频谱图，信噪比12，干信比20，干扰形式为单音干扰。如图3所示，可以看到在收发两端完全同步的情况下，系统已经造成了较大的信噪比损失。

图2 发射信号频谱

根据干扰检测的结果，利用窗函数法设计一个中心频率为6.5 MHz、带宽300 kHz的带阻滤波器，以消除系统中存在的单音干扰，其幅频/相频响应如图4所示。可以看到，它的陷波深度超过40 dB。图5是经过干扰消除后的信号频谱图，干扰已经完全消除，但是对有用信号的部分频谱也造成了一定损伤，只是这种损伤很小。如图6所示，它造成的信噪比损失小于0.5 dB。