改进型交错并联Buck变换器的通道控制

杨玉岗，关婷婷，赵若冰

（辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛125105）

近年来，为了扩容和改善传统开关电源变换器的稳态工作性能和动态响应速度，交错并联技术逐渐应用到开关电源中[1-3]。由于变换器带载情况多变，当负载逐渐减小时，若并联工作的变换器相数较多，开关损耗会较大，导致变换器在轻载时的效率很低。文献[4-6]提出控制交错并联DC-DC变换器的工作通道数的方法来解决这一问题，但未对交错并联的控制方法进行更进一步研究，无法大幅提高变换器轻载效率，且减少导通通道数后，电流纹波显著增大，基本丧失了交错并联的优点。

本文以4通道交错并联Buck变换器为研究对象，提出一种改进型交错并联Buck变换器的通道控制方案，在改变导通通道数的同时，也改变各通道的相位。通过优化减少导通通道数的变换器，使制约直流变换器发展的关键问题即轻载效率偏低得到根本解决，且控制能够达到交错并联的控制要求。负载逐渐增加和减少两种情况下，工作过程和结论基本一致。本文以负载逐渐较少情况为例进行分析，仿真和实验验证了理论分析的正确性和方案的可行性。

1 通道控制原理

N通道交错并联Buck变换器如图1所示，采用N个Buck变换器并联在一起，控制脉冲交错相位2π/N。总输出功率不变，每一通道承受的功率减小，总电感电流脉动频率提高了N倍，使得输出电流纹波也相应地变小，故可以选参数较小的电感和电容，在大功率密度场合，使用该技术，有助于优化设计每一通道的参数。

图1 交错并联Buck变换器Fig.1 Interleaved Buck converter

图2是基于损耗模型的导通通道选择流程图。由文献[7]可知，交错并联Buck变换器导通通道数改变，变换器的各部分损耗显著变化，导通通道数增加，开关损耗降低，导通损耗增加；反之，变换器的导通通道数减少，变换器的导通损耗降低，同时开关损耗随之增加。因此有必要在不同的负载电流下选择合理的导通通道数来均衡各部分损耗，即当变换器输出电流下降时，通过减少其导通通道数来减小开关损耗，但这是导通损耗增加，当N通道变换器的损耗大于N-1通道变换器的损耗时，减少导通通道数，可以合理地减少变换器的损耗，有效提高变换器的轻载效率[8]。

图2 基于损耗模型的导通通道数选择Fig.2 Selection of the number of conduction phases based on the loss model

采用saber软件对4通道交错并联Buck变换器进行仿真。设变换器的最大负载电流为40 A。当负载电流减小到30 A时，关闭1个导通通道，剩余3个通道继续导通，以此类推，20 A时2通道导通，10 A时单通道导通。通道控制过程中输出总电流和相电流变化仿真结果如图3所示，图3（b）、（c）、（d）、（e）分别为对应的电流放大波形。由图可见，通道控制后，2通道导通和3通道导通的变换器输出电流纹波显著增大，由此，基本丧失了交错并联技术的优点。

图3 输出电流纹波与相电流分析Fig.3 Analysis of output current ripple and phase current

2 改进型通道控制原理

变换器导通通道数减少后，改变变换器控制脉冲的相位[9]，调整各通道间相位差，使其随着变换器导通通道数的变化发生改变，将变换器在通道控制下实现交错并联技术，减小电流纹波，提高变换器转换效率及性能。

当变换器工作在满载状态时，4通道Buck变换器中每一通道均处于工作状态，4个通道的主开关管依次导通，如图4所示，各通道流过的电流为额定电流的25%，使其导通相位相差90°，便可满足交错并联技术的要求。

图4 4通道交错并联Buck变换器的主开关管导通图Fig.4 Main switch tube conduction diagram of fourphase interleaved Buck converter

当负载电流从满载降至额定负载电流3/4时，各通道流过的电流均降低，达不到满载时的工作效率，此时关断其中1条通道，把导通通道数减至3，各相流过的电流重新达到额定电流的25%，这时改变各通道的相位，使导通角相差120°，如图5所示。

图5 3通道交错并联Buck变换器主开关管导通图Fig.5 Main switch tube conduction diagram of threephase interleaved Buck converter

当负载电流从额定值的3/4降至1/2时，控制方法同上，再将1条导通通道关断，使其导通通道数减至2，各通道流过的电流重新达到额定电流的25%，这时各通道的相位再次发生变化，导通角相差180°，如图6所示。这里需要注意的是，减少导通通道数的过程中占空比D=Vo/Vin是始终保持不变的，即保持变换器的输入输出电压不变。同理，当负载电流降至1/4额定负载电流时，需要继续减少导通通道数至单通道导通。

图6 2相交错并联Buck变换器主开关管导通图Fig.6 Main switch tube conduction diagram of twophase interleaved Buck converter

3 仿真与实验验证

对改进型通道控制4通道交错并联Buck变换器进行仿真得到相电流（电感电流）波形和输出电流纹波如图7所示。对比图3可知，变换器导通通道数改变时，调制控制脉冲的导通角度，相电流波形不变，3通道导通和2通道导通时电流纹波显著减小，体现了交错并联技术的优点。

实验电路系统如图8所示。实验规格为：Vin=12 V，Vout=3 V，各通道的额定输出电流Iout=8 A，工作频率fS=150 kHz，每个电感5匝线圈，分立电感L1=L2=L3=L4=L=2.48 μH，开关管分别为HUF76145和HUF76143，输出电容C2=1.5 mF。本文设计的变换器采用TMS320F2812作为控制芯片，控制电路的设计主要是对变换器进行信号采样、保护和驱动，对变换器的输出电压进行采样用于闭环控制，对总输出电流进行采样。负载变动情况以输出电流为基准，通过检测输出电流来衡量，所以准确地测量输出电流是通道控制的关键。为了使变换器在进行通道数切换时不产生振荡，在切换点（由文献[7]中公式计算的）处采用滞环方法。实验所得效率曲线和实验波形分别如图9和图10所示。

图7 改进后输出电流纹波与相电流分析Fig.7 Analysis of improved output current ripple and phase current

图8 实验电路系统Fig.8 Experimental circuit system

由图9中的通道控制所得效率曲线可见，采用通道控制可以提高变换器轻载效率，拓展高效率运行区间。图10（a）为4通道导通的输出电流纹波，可见4通道交错并联能显著减小输出电流纹波，同时改进前后4通道导通输出电流纹波不变；图10（b）为单通道导通的输出电流纹波，同时也是相电流，可见，在改进前后的通道控制过程中电流纹波和相电流波形不发生改变；图10（c）、（d）为改进前后 2 通道导通的输出电流纹波，图10（e）、（f）为改进前后3通道导通的输出总电流纹波，可以看出，改进后3通道导通和2通道导通时输出电流纹波显著减小，保留了交错并联技术的优点，实验结果与仿真分析一致。计算得不同导通通道数时输出电流纹波值分别为：4通道时1.305 A；3通道时2.016 A；2通道时4.032 3 A；单通道时8 A，可见实验结果与理论分析基本一致。

图9 效率曲线Fig.9 Efficiency curves

图10 实验波形Fig.10 Experimental waveforms

4 结语

本文提出了一种改进型交错并联Buck变换器的通道控制方案，通过对比原有通道控制方案，对其原理进行了详细分析，以此为基础，通过仿真分析和实验验证了改进型通道控制方案应用在4相交错并联Buck变换器中能够减小输出电流纹波，保留交错并联技术能够减小电流纹波的优点，优化变换器性能；同时，拓宽了变换器的高效运行区间，提升了轻载时变换器的电能传输效率。