一种零电压转换H6桥光伏并网逆变器的研究

2018-11-16陈荣,张洋

实验室研究与探索 2018年10期

陈荣, 张洋

(1. 盐城工学院电气学院，江苏盐城 224051； 2. 江苏大学电气信息工程学院，江苏镇江 212013)

0 引言

非隔离型单相光伏并网逆变器由于其体积小、效率高、可靠，因此被广泛的应用在各种逆变电路中。效率和漏电流是衡量光伏并网逆变器优劣的两个重要指标，国内外的研究者均提出各种有效的方法来提高效率和抑制漏电流[1-2]。

目前国内外提出的各种方法可以总结为两大类[3]。① 是在原有的电路结构上改进，让其有最高的转换效率，然后在此基础上提高抑制漏电流的性能。在文献[4]中就是改进原有电路结构，在续流阶段让太阳能光伏电池侧和电网侧断开，在共模回路中增加一个大阻抗用来达到抑制漏电流的作用。② 就是让整个电路结构有着最优异抑制漏电流的能力，然后在此基础上提高逆变器的效率。文献[5]中分析和比较各种桥式逆变器电路结构，推导出H6桥具有较强抑制漏电流的能力。本文基于文献[5]中H6桥结构的基础上，通过减少器件损耗来提高效率，其中包括传导损耗和开关损耗，传导损耗是无法避免的，高频虽然能够减小逆变器无源元器件的大小，但是在主开关开通或者关断时，由于电压和电流的同时上升或者下降造成逆变器开关的损耗会随着开关频率的提高而增加，同时逆变器的效率也会严重下降。如图1所示[5]，当输出功率为2 kW时，频率10 kHz的效率比频率20 kHz的效率高约2%，高开关频率是一个关键因素，因此需要通过软开关技术的应用来降低开关损耗。本文改变原有的硬开关方式将软开关技术应用到电路中，提出了一种零电压转换(Zero-voltage-transition，ZVT)H6结构非隔离光伏并网逆变器结构电路，使得高频下的主开关的开关损耗可以通过在主开关导通时间前后增加谐振来达到减小开关损耗的目的。

图1 开关频率不同时的硬开关效率图

1 零电压转换H6结构非隔离光伏并网逆变器电路图

文献[6]中带有零电压转换H6结构非隔离光伏并网逆变器的电路结构虽然能够通过辅助开关实现高频主开关的零电压开通和零电压的关断，一定程度上减少了开关损耗，提高了逆变器的变换效率。但是在单极性调制下其辅助开关不能零电压关断或者零电流关断，使得零电压转换H6结构非隔离光伏并网逆变器的变换效率到不到理想的参数，从而影响着逆变器的整体性能，针对这个问题在原有的电路基础上做出一些改进，在新的电路结构中增加两个电容缓冲电容，利用电容上的电压不能突变的原理，帮助辅助开关实现零电压的关断。

1.1 新的电路结构

新的拓扑结构在文献[6]的基础上增加了两个电容值相等的缓冲电容CS1、CS2和在直流旁路起续流作用的两个二极管DS1、DS1，其中包含两个高频主开关S1、S2，辅助开关S1R、S2R，由S3、S6、S4和S5构成的全桥逆变器，Lg1、Lg2和Cg构成的LCL滤波电路和电网电压ug，如图2所示。

1.2 工作原理分析

图3(a)是改进的零电压转换H6结构非隔离光伏并网逆变器主开关和辅助开关的驱动波形图。图3(b)是改进的零电压转换H6结构非隔离光伏并网逆变器运行在正半周期在忽略元器件损耗和线路损耗的理想化波形，其中假设Lg1和Lg2的电感值很大，没有明显的电流波动。c

图2 零电压转换H6结构非隔离光伏并网逆变器电路

(a)(b)

图3 零电压转换的理想化波形

在t0时刻之前，由S3、S6、D1和D2形成一个闭合的续流回路，UPV为光伏板输出电压。

t0～t1时段：辅助开关S1R和S2R开通，主开关S1和S2关断。此时电感L1和L1的两端电压等于电容的电压,L1和L2两端的电流iL1、iL2等于滤波电感电流iLg1且按照式(1)的方式线性快速增长，直到t1时刻，谐振电感电流增加到最大iL1=iL2=iLg1，此时电路可以等效为图4(a)。

(1)

UC1=UC2=0.5UPV

(2)

t1～t2时段：由L1、L2和C1、C2构成的谐振回路，在t1时刻开始谐振，滤波器电感iLg1和iLg2较大，对谐振电流影响较小，基本可以忽略不计[7]。谐振过程中谐振电感L1、L2的电流继续增加而谐振电容C1、C2的电压减小，t2时刻谐振电感电流iL1、iL2到达最大值, 由于主开关S1、S2的两个反并联二极管导通，两个谐振电容被钳位，因此此时谐振电容电压uC1、uC2等于零，此时电路可以等效为图4(b)：

(3)

uC1(t)=uC2(t)=0.5UPVcosωr(t-t1)

(4)

t∈[t1,t2]

(a)(b)

图4 ZVT电路工作模态(I)

t2～t3时段：在t2时刻谐振结束，主开关S1、S2的两个二极管继续导通，谐振电容C1、C2的电压继续被钳位于零，谐振电感L1、L2的电流也继续保持不变，保持到t3时刻结束，此时电路可以等效为图5(a),其中

(5)

t3～t4时段：t3时刻辅助开关S1R,S2R断开的同时主开关S1、S2的闭合，谐振电感L1、L2的能量向电网侧传输，其电流按照线性的方式减少，在t4时刻减少至零，而主开关S1、S2两端的电流则是线性快速的上升，在t4时刻电流值等于整个回路的电流值。在t3时刻之前主开关S1、S2的两个反并联二极管继续导通，因此主开关上的压降为零，在t3时刻开通实现了零电压开通，同时两个缓冲电容CS1、CS2在辅助开关S1R,S2R关断时限制了辅助开关的关断电压的变化，实现了辅助开关的零电压关断，降低了整个电路开关损耗。此时电路可以等效为图5(b),其中

(a)(b)

图5 ZVT电路工作模态(II)

t4～t5时段：t4时刻谐振电感电流的值等于零，主开关S1、S2上的电流值到达最大值，一直保持到t5时刻结束。电路进入正常的导通状态。此时电路可以等效为如图6所示。

图6 ZVT电路工作模态(III)

1.3 参数设计

谐振是零电压转换电路工作中最重要的部分，对谐振过程进行定量的分析，为后面的仿真参数设计提供依据。对式(5)进行求解得：

(6)

由式(6)可得谐振电容的电压的最大值为：

(7)

2 仿真结果与分析

为了验证论文中提出零电压转换H6结构非隔离光伏并网逆变器的正确性，利用PSIM仿真工具分别搭建基于H6桥单相光伏并网逆变器的硬开关和零电压转换两种不同开关方式的仿真模型，验证其各个时间段的整个电路器件的工作状态。

2.1 控制策略

H6桥单相光伏并网逆变器采用双闭环的控制方式，外环是电压控制，内环是电流控制。外环的电压控制最终目的是得到一个内环电流的参考值Iref,因此需要将实际测量到的直流母线的电压值与给定的电压值进行比较得到一个误差ε，ε经过PI控制器调节后得到内环的给定电流幅值Im。为了获得电网的实时频率和相位需要借助锁相环(PLL)来捕获[8-9]，得到给定电流的矢量值与内环得到矢量电流进行比较，然后与三角载波比较，产生SPWM驱动信号。

图7 控制系统框图

2.2 仿真参数

表格1是硬开关和零电压转换不同的开关方式的仿真参数，其中fs是开关管频率，Ds是开关驱动信号的占空比。表格2是硬开关和零电压转换两个不同电路结构的电路参数[10-12]，其中UPV是光伏电池板的直流母线电压值。

表1 仿真参数

表2 电路参数

如图8所示，图8(a)为主开关的载波和调制波，图8(b)为主开关的驱动信号，图8(c)为辅助开关的载波和调制波，图8(d)为辅助开关的驱动信号。

如图9所示是零电压转换H6结构非隔离光伏并网逆变器的仿真波形，图9(a)谐振电感L1，L2的电流，图9(b)为谐振电容C1，C2的电压，图9(c)为差模电压，图9(d)为UAN电压,图9(e)为漏电流，图9(f)为共模电压。

(a)(b)

(c)(d)

图8 辅助开关和主开关的工作波形

在图9(a)谐振电感L1、L2在仿真中出现了谐振峰，结合图9(b)和前文的分析可得在t1～t3时间段发生了谐振，减缓了开关过程中电压和电流的变化，在主开关开通之前，两端的电压为零，从而实现了主开关S1、S2的零电压的开通，在主开关管关断的时候，利用了谐振电容上电压不能突变，实现了零电压的关断，这样开关损耗会大大的降低。如图9(c)是差模电压和单极性SPWM的输出波形相同，降低了电流的输出波动。图9(e)太阳能光伏板电池和电网之间寄生电容产生的漏电流值小于VDE-0126-1-1规定的标准值[13-14]，说明新的拓扑保留了原结构能够抑制漏电流的能力。图9(f)是逆变器共模电压的输出波形，零电压软开关技术并不改变逆变器的共模特性，反并联二极管D1，D2电压的自由钳位将共模电压值保持在一个稳定值[15-16]。