一种面向5G通信的宽带8单元MIMO天线设计

李祎昕 邹欢清 王明凯 杨广立

(上海大学 上海先进通信与数据科学研究院, 上海 200444)

引 言

因为能在不增加发射功率的前提下显著提高数据传输速率以及信道容量的优秀特性,多输入多输出(multiple-input multiple-output, MIMO)天线系统受到了广泛关注[1]. 在4G通信时代,对2单元和4单元MIMO天线已经进行了深入研究[2]. 然而,面对5G通信系统数吉比特每秒的数据率的要求,集成更多天线单元(8单元或更多天线单元)的MIMO天线成为发展的必然[3]. 如何在保持天线单元体积小的前提下,设计隔离度高且宽带的8单元MIMO天线成为了天线工程师新的挑战.

近几年,一些多频、宽带MIMO天线设计已经被陆续报道. 文献[4]提出了一种超宽带MIMO天线. 该天线以两个单极子天线为主辐射体,并用两条地板突出枝节去耦. 此天线能覆盖3.1～10.6 GHz的带宽,且隔离度大于15 dB,但其本质上仍是2×2 MIMO天线,不能满足5G大容量通信的需要. 文献[5]中的MIMO天线虽然具备陷波特性,但也只能支持2×2 MIMO. 之后,在宽带MIMO天线的去耦合方面,又出现了一些有益的研究成果. 文献[6]报道了一种基于刻槽微带贴片结构的MIMO天线. 该设计通过正交摆放形成的双极化来提高隔离度,又用一条中央缝隙改善低频隔离度至15 dB以上. 文献[7]所报道的MIMO天线可利用寄生单元产生的新耦合路径抵消原耦合. 在改善天线单元设计方面,一些学者陆续报道了采用耦合馈电[8]、共享辐射体[9]的结构.但是,以上这些设计仅仅基于2单元MIMO,其天线单元个数的可扩展性仍需研究. 为提供更好的分集效果和更高的信道容量,文献[10]展示了一种宽带2单元MIMO天线,并成功报道了该天线可扩展为4单元MIMO天线的能力. 文献[11]报道的宽带4单元MIMO天线采用耦合馈电改善匹配,且其天线结构能激励低地板电流,从而改善隔离度. 由以上叙述可见,虽然学术界报道了一些宽带MIMO天线设计,但少有天线能够支持8单元宽带MIMO.

因此,面向5G高速率通信的需要,文中提出了一种宽带8单元MIMO天线,天线单元采用多枝节单极子以增加带宽. 在去耦合方面,利用地板突出枝节充当寄生单元,抵消地板耦合电流. 所提出的天线在3～7.1 GHz内反射系数小于-10 dB,在3.3～7.1 GHz内隔离度大于15 dB. 此外,文章研究了天线的辐射性能、方向图分集性能,计算了天线的包络相关系数(envelope correlation coefficient, ECC)以及遍历信道容量.

1 天线结构

1.1 MIMO天线阵列的整体结构

图1(a)给出了天线阵列的整体结构.该MIMO天线阵列由8个形状相同的单极子天线单元组成,8个天线单元对称排布于一个0.8 mm厚的FR-4介质板(相对介电常数为4.4,损耗角正切为0.02)的四边,每边放置2个. 其中,天线1、4、5、8横向放置,天线2、3、6、7竖向放置. 介质板双面铺铜,正面为天线图案,背面为接地板以及去耦合结构,采用从地板出发向着微带线馈点的50 Ω集总端口为天线单元馈电. 介质板长和宽均为140 mm,这个尺寸适用于微型基站和无线接入点. 两个相邻的横向天线(如天线1和8)或两个相邻的竖向天线(如天线2和3)之间采用一个长T形接地枝节去耦,相邻的横向天线和竖向天线(如天线1和2)之间采用两个正交摆放的短T形接地枝节去耦. 这样,每个天线单元的两侧各设计有一个去耦合结构. 去耦合结构的作用将在后文阐述.

(a) MIMO阵列整体结构(a) Geometry of the MIMO array

(b) 天线单元结构(b) Geometry of the MIMO antenna unit图1 提出的MIMO天线的几何结构和尺寸Fig.1 Geometry and dimensions of the proposed MIMO antenna

1.2 宽带天线单元的结构

如图1(b)所示,每一个天线单元由50 Ω微带线在馈电点(A点)馈电,天线在微带线末端向左右分为两支,直到B点和C点. B点以上的E形部分由3条横向枝节构成,产生1.25波长模态,C点以上的F形部分由2条横向枝节构成,产生0.5波长模态和0.75波长模态. 同时,左右两部分能共同产生一个新的0.5波长模态. 所有4个模式能被合并起来,从而覆盖一个很宽的带宽(3～7.1 GHz). 因此,所设计的MIMO天线可以支持数个用于5G通信的sub-6 GHz频段,包含LTE band 42 (3.4～3.6 GHz)、LTE band 43 (3.6～3.8 GHz)、4-GHz 美国频段(3.7～4.2 GHz,预研)、4.7-GHz 日本频段(4.4～4.9 GHz,预研)、4.9-GHz中国频段 (4.8～5 GHz)、LTE band 46 (5.15～5.95 GHz),以及6.5-GHz 美国频段(5.9～7.1 GHz,预研). 其中,LTE band 46和6.5-GHz频段为非授权频谱,其他频段皆为授权频谱．天线还支持两个WLAN频段,包括5.2-GHz WLAN (5.15～5.35 GHz)和5.8-GHz WLAN (5.725～5.875 GHz). 天线的工作原理将在下文描述. 每个天线单元的两侧都有一个短T形接地枝节和一个长T形接地枝节,它们本质上是寄生单极子单元,其工作原理也将在后文描述.

2 设计原理和过程

2.1 宽带天线单元的原理

如图2,如果去掉天线2至天线7,去掉去耦合结构,整个天线只保留一个正方形接地板和天线1时,提出的天线单元可分别在频率大约为3.2 GHz、4.3 GHz、4.9 GHz、6.8 GHz时产生4个谐振模式.

图2 提出的MIMO天线单元的反射系数Fig.2 Reflection coefficient of the proposed MIMO antenna element

为理解天线单元的谐振模式,图3给出了在只有天线单元1和正方形地板时,天线单元在谐振频率的表面电流分布.这里,用颜色表示电流的大小,用虚线箭头表示电流的方向.在3.2 GHz,电流从左侧E形部分向右侧F形部分流动,中央电流最大,左右分支的尾端处电流最小,这说明此谐振模式为左、右侧枝节共同构成的0.5波长偶极子模式. 在4.3 GHz,电流从馈线出发,并主要流向右侧F形枝节. 电流在馈线上产生一个零点,说明此谐振为右侧F形部分的0.75波长模式(一阶高次模). 在4.8 GHz,电流仍集中于右侧F形部分,出发于F形部分尾端,并流向C点右侧. 因此,此谐振考虑为F形部分的0.5波长模式. 在6.8 GHz,电流分布于左侧E形枝节并出现两个零点. 这表明此模式为左侧E形部分的1.25波长模式(二阶高次模).

(a) 3.2 GHz (b) 4.3 GHz

(c) 4.9 GHz (d) 6.8 GHz图3 提出的天线单元在谐振频点的仿真电流分布Fig.3 Simulated current distributions of the proposed antenna element at resonant frequencies

2.2 去耦合结构的设计

图4给出了提出的MIMO天线阵列与其他两个参考情况(一种为去掉所有8个短接地枝节,另一种为去掉所有4个长接地枝节)的仿真传输系数(为简单化,只取两个相邻天线单元之间的传输系数S21和S81).接地枝节充当寄生单极子,其能通过寄生耦合效应抵消激励的地板耦合电流,从而达到去耦合的目的. 如图所示,去掉短接地枝节会恶化相邻的横向天线和竖向天线之间的隔离度(如S21)约5 dB,而去掉长接地枝节使得相邻两个横向天线或两个竖向天线的隔离度降低(如S81)约10 dB. 为更好地平衡整个阵列的隔离度水平,在设计上需同时引入两种接地枝节.

(a) S21

(b) S81图4 提出的MIMO天线阵列以及其他两个参照情况的传输系数Fig.4 Transmission coefficients of the proposed MIMO antenna array and two referential cases

3 结果与分析

基于上文设计的天线,用CST微波工作室执行了进一步的仿真,并加工出了实物,实物模型如图5所示. 首先,使用网络分析仪和微波暗室测试了天线的S参数和辐射性能参数. 接着,利用仿真和实测的结果计算了天线的MIMO性能参数. 下文将阐述和分析所提出的8单元MIMO天线的仿真、实测和计算结果,包括S参数(反射系数、传输系数)、辐射性能参数(增益、系统效率)、方向图,以及MIMO分集和复用性能参数(包络相关系数、遍历信道容量).

(a) 正面(a) Positive

(b) 背面(b) Opposite图5 提出的MIMO天线的实物模型Fig.5 Prototype of the proposed MIMO antenna

3.1 S参数

所提出的MIMO天线的S参数如图6所示. 由于天线结构的对称性,图中只给出1端口的反射系数,以及1端口相对于其他端口的传输系数. 结果表明,仿真和实测结果吻合良好. MIMO天线的反射系数在3～7.1 GHz (81.2%相对带宽)内能满足反射系数小于或等于-10 dB. 借助于寄生T形结构的去耦合效应,天线的总体隔离度水平在4.4～7.1 GHz内大于20 dB,在3.3～4.4 GHz内仍能大于15 dB.

(a) 仿真(a) Simulation

(b) 实测(b) Measurement图6 8单元MIMO天线的仿真和实测S参数Fig.6 Simulated and measured S-parameters of the 8-element MIMO antenna

3.2 辐射性能

图7给出了提出的8单元MIMO天线的系统效率和增益.类似地,考虑到天线结构的对称性,只给出了1端口的效率和增益. 所有的效率和增益结果都是基于MIMO多单元阵列的系统效率和增益,也即效率和增益的计算考虑了失配和互耦对天线辐射特性的恶化效应[12]. 由图可见,由于接地T形枝节在去耦合的同时会削弱地板电流,效率和增益的曲线出现下陷点. 尽管如此,天线在3～7.1 GHz的仿真系统效率仍能大于50%. 结果显示,仿真效率大于80%的频段为3.4～6.4 GHz (69.4%相对带宽),此带宽能够完全覆盖目标sub-6 GHz频段. 天线的仿真增益在3.4～4.2 GHz内大于4 dBi,在4.2～6 GHz内大于6 dBi. 由于测试系统以及射频接头的损耗,实测辐射性能指标均略低于仿真值. 仿真和实测的增益和效率水平均能满足室内MIMO通信的需求.

图7 工作频段内的系统效率和增益Fig.7 Total efficiency and gain in the operation bandwidth

图8和图9分别给出了天线单元1在4个典型频点(3.6 GHz、4.9 GHz、5.5 GHz、6.5 GHz)以及两个平面(xoy、yoz)上的方向图. 在xoy面,φ向极化占主导,在四个频点,最大辐射大约落在y轴两侧. 在yoz面,天线的θ和φ向分量大小相近,此现象有利于复杂衰落信号的接收. 在y轴上,方向图产生两个下陷点. 从整体上看,由于MIMO天线排布的对称性,8个天线的方向图均呈现出良好的互补和正交特性,也即天线最大辐射区域互补,主波瓣正交. 这说明天线具备良好的辐射分集特性.

(a) 3.6 GHz

(b) 4.9 GHz

(c) 5.5 GHz

(d) 6.5 GHz图8 MIMO天线(以天线1为例)在xoy面的辐射方向图Fig.8 Radiation patterns of the MIMO antenna (antenna 1) in the xoy plane

(b) 4.9 GHz

(c) 5.5 GHz

(d) 6.5 GHz图9 MIMO天线(以天线1为例)在yoz面的辐射方向图Fig.9 Radiation patterns of the MIMO antenna (antenna 1) in the yoz plane

3.3 MIMO分集和复用性能

如图10所示,所提出的MIMO天线的包络相关系数是通过8个天线单元各自的三维复方向图来计算的. 计算时,假设信道传播模型为均匀分布,且平行极化和垂直极化两个方向上的入射波均是各向同性的[13]. 如图所示,仿真和实测ECC变化趋势相近. 天线的ECC在3 GHz以后均能小于0.15. 在目标sub-6 GHz频段,天线的ECC接近于0. 所有计算的ECC值均远小于0.5. 因此,所提出的天线能在sub-6 GHz频段显示出好的空间分集特性.

(a) 仿真(a) Simulation

(b) 实测(b) Measurement图10 由三维方向图计算得到的包络相关系数Fig.10 Envelope correlation coefficient calculated from the 3D radiation patterns

如图11所示,假设接收端天线为非相关且无损的8个终端天线(构成8单元MIMO终端天线阵列),提出的8单元MIMO天线充当发射天线,即可构成一个8发8收(8×8)的MIMO传输系统. 天线在此8×8 MIMO系统中的信道容量是以Kronecker信道模型为基础,用注水法计算得到的. 假设信道为独立同分布的瑞利衰落信道,信道状态信息未知,发射功率分配策略为等功率分配,且接收端信噪比(signal-to-noise ratio, SNR)为20 dB[14]. 则MIMO信道矩阵的元素可取为零均循环对称复高斯随机变量. 天线在MIMO系统中的遍历信道容量是在求100 000个随机信道容量样本的期望后得到的,且每个样本可由仿真和实测的天线相关性和场型得到. 如果进一步假设发射端的所有8个天线单元也是非相关且无损的,就可以计算得到瑞利衰落信道环境下8×8 MIMO和2×2 MIMO系统的理论上限容量. 可见,天线在3.4～6.8 GHz内遍历信道容量大于40 bps/Hz. 天线的峰值遍历信道容量(仿真)约为 43 bps/Hz,其达到了相同传播环境下2×2 MIMO系统容量上限值(11.5 bps/Hz)的3.74倍. 由于实测辐射性能略差于仿真值,实测MIMO信道容量相比仿真有略微降低,但实测值仍远大于2×2 MIMO上限. 所以,提出的8单元MIMO天线体现出了较强的空间复用能力.

图11 计算得到的遍历信道容量(信噪比为20 dB)Fig.11 Calculated ergodic channel capacity (SNR=20 dB)

4 结 论

本文提出了一种宽带8单元MIMO天线设计. 该天线阵列以多枝节单极子为天线单元. 通过激发天线单元的多个模态,实现宽频覆盖. 天线单元之间加载的突出T形接地枝节能有效提高隔离度. 提出的天线的-10 dB带宽为3～7.1 GHz,且在3.3～7.1 GHz内隔离度大于15 dB. 天线满足系统效率大于80%和增益大于4 dBi两个条件的重叠带宽仍然高达69.4%. 仿真和实测方向图表明,天线能产生良好的辐射分集特性. 在目标sub-6 GHz频段,计算得到的包络相关系数接近于0,信道容量远高于传统2×2 MIMO系统. 因此,本天线能适用于5G大容量MIMO通信的需求.