门极变电阻式IGBT串联均压电路

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(上海理工大学 光学与计算机工程学院,上海 200093)

绝缘栅双极型晶体管(IGBT)结合了电力场效应管和双极性晶体管开通关断机制的优点,被广泛应用于可再生能源并网发电、高压直流输电、轨道交通等各个行业.IGBT器件的耐压能力是阻碍电力电子装置应用的瓶颈.将IGBT串联构成组件是解决电力电子装置耐压最直接有效的方法,确保IGBT在串联组件中电压的均衡是IGBT串联应用的关键.

在IGBT串联运行时,由于驱动信号延时、自身特性的差异、杂散电磁干扰等,会造成串联器件之间电压分配不均衡的现象[1],严重时会导致IGBT器件因过压而损坏.关于IGBT串联均压的技术,国内外研究已取得了一定的成果.其主要方法有无源缓冲控制[2-4]、门极电压控制[5-6]、门极嵌位控制[7-9]、驱动信号延迟控制等.上述方法除了驱动信号延迟控制法以外,均以损失IGBT开关速度为代价.其中,有些控制方法复杂、成本高、不易于实现,有些不适用于电压等级较高的场合.

本文在尽量不损耗IGBT开关速度的前提下,在IGBT关断过程中电压升高到一定程度、集电极电流降低到很小时对IGBT进行均压控制.此方法是在对IGBT开关特性进行分析的基础上,利用三极管、电阻等对门极驱动电阻进行选择控制.此方法可以很大程度地降低IGBT开关过程的损耗,结构简单,易于工程应用,可以应用于电压等级较高的场合.通过实验证明该方法可以有效控制IGBT串联不均压问题,并且和理论证明值很接近.

1 IGBT动态过程分析

IGBT开关过程受到很多因素的影响,例如:门极驱动参数(电压,电阻)、内部结构、输出特性等.图1是IGBT物理模型,根据模型分别分析IGBT开通和关断过程中的电流变化dI/dt,电压变化dV/dt.L2为负载电感,其值为LS;IL为负载电流;IC为IGBT集电极电流;DC为直流侧电压;RG为门极驱动电阻;CCE为集电极与发射极间等效电容;CCG为集电极与栅极间等效电容;CGE为栅极与发射极间等效电容.

图1 IGBT开关动态过程分析模型Fig.1 Dynamic analysis model of the IGBT switch

1.1 开通过程分析

动态特性分析主要描述了IGBT在开通和关断过程中的集射极电压VCE,栅极驱动电压VGE,集电极电流IC的变化.IGBT开通过程由IGBT的MOSFET部分决定[10].图2给出了IGBT开通过程动态特性波形图.开通过程可以分为3个阶段.

a. 开通延时时间tdon.当门极电压从Vg-切换到Vg+,门极电路开始对IGBT输入电容CIES(CIES=CCG+CGE)进行充电,从门极电压上升到其幅值的10%(10%VGEM)开始到集极电流上升到其最大值的10% (10%ICM)的这段时间为开通延时时间,如图2的t0—t1时间段.

b. 电流上升时间tr.随着阶段a门极驱动对IGBT输入电容的充电,门极电压VGE到达IGBT的门槛电压Vth,集电极电流同时开始快速上升,如图2的t1—t2时间段.在这一阶段MOSFET沟道电荷(CGE储存的电荷)不断增加,沟道的导纳特性不断变大,同时由于集电极电流的增加,使得集射极电压VCE大小几乎没有变化.

图2 IGBT开通过程动态特性Fig.2 Dynamic characteristics of theIGBT turn on process

电流的上升速率表达式为[11]

(1)

式中:IP为漏电流;gm为器件跨导;Vth为IGBT门槛电压;LS为负载电感电流.

c. 集射极电压VCE下降时间tfv.VCE的下降过程有2个时间段,时间段1如图2所示,为t2—t3时间段,在此阶段,VGE电压保持不变,即处于一个弥勒平台期,此时电压值为米勒平台电压Vm.VGE在弥勒平台持续的时间即为CCG放电的时间(相当于MOSFET单独工作使得VCE下降),CCG在集射极电压VCE下降过程中拖拽门极电流,使得VGE保持在一个恒值上,这也是弥勒平台出现的原因[12].

集射极电压VCE变化趋势为[11]

(2)

在弥勒平台后期,此阶段是在MOSFET和PNP晶体管共同作用下完成的,由于PNP晶体管由放大状态转入饱和状态需要一定的时间,而且MOSFET的栅漏极电容也随着VCE的下降而增大,所以,此时间段VCE下降缓慢.长时间的弥勒平台期会延长电压VCE的拖尾,增加开通损耗.平台期后,VGE开始上升,在MOSFET与NPN晶体管的共同作用下,VCE下降缓慢(即电压拖尾).在t4时刻,VCE下降至通态饱和压降,详细分析t3—t4阶段IGBT电压拖尾现象需要借助于基于半导体物理建立的复杂理论模型.

1.2 关断过程分析

IGBT关断过程与开通过程类似,也可以分为3个阶段进行分析,如图3所示.

a. 关断延时时间tdoff.当门极电压从Vg+变换到Vg-时,门极电压VGE开始下降,从其值的90%下降到10%的这段时间段(t0—t1)为关断延时时间.此过程电容CCG的值随着集电极电压变化而变化,CCG与栅极输入电压和栅极输入电阻共同组成RC放电电路,CCG储存的电荷不断减少.此阶段VCE很小,CCG很大,集射极电压VCE上升缓慢.

b. 集射极电压VCE上升时间trv.随着阶段a中CCG的放电,VGE电压开始保持不变(如图3的t1—t2时间段),即处于弥勒平台,此时的电压值为弥勒平台电压Vm.在这个平台期,一方面由于栅极驱动电压VGE很小,使得CCG对栅极驱动进行放电;另一方面,由于阶段a中CCG的不断放电,IGBT开始快速关断,集射极电压VCE开始迅速上升,升高的VCE会对CCG进行充电,两者相互作用,使得VGE电压处在一个短暂的平台,即弥勒平台[13].同理,和IGBT开通过程分析类似,此阶段集电极电流IC也没有下降.

t1—ti时间段中电压变化率表达式为[11]

(3)

式中,IL为负载电流.

c. 集电极电流下降时间tfi.当IGBT集射极电压上升到直流侧电压时,集电极电流开始迅速下降,其中,t2—t3时间段为MOSFET单独工作过程,t3—t4时间段为PNP晶体管关断过程.从图3可以看出,类似于IGBT开通过程分析,集电极电流也有拖尾部分,拖尾电流也可能使得串联IGBT电压不均衡,此拖尾电流理论分析比较困难.

图3 IGBT关断过程动态特性Fig.3 Dynamic characteristics of theIGBT turn off process

电流下降的速率为[11]

(4)

由式(2)和式(3)可以看出,通过控制门极驱动电压或电阻RG可以控制IGBT电压的变化率.在式(1)和式(4)中,LS通常很小,gm相对较大.通过控制驱动电阻可以改变IC的变化率.

2 IGBT串联拓扑

图4 (见下页)为门极变电阻式IGBT串联均压原理示意图,它由电阻R、二极管D、三极管P、稳压管DZ组成.其中,Q为IGBT,R1,R2为静态均压部分,同时,R2两端分压也是动态均压的参考电压.D1,D2,R5,R9,R10,P3组成门极驱动电阻选择电路,它与DZ,P1,P2,R4,R6,R7,R8组成的反馈电路一起组成动态均压电路.当DZ不被击穿时,P1,P2截止,B点电位低于A点电位,P3处于导通状态.驱动电路驱动IGBT开通时驱动电流经D2—R5与R9并联流动,关断时驱动电流经R10—P3—D1与R9并联流动.当DZ被击穿时,P1,P2导通,B点电位高于A点电位,P1截止,此种状态下IGBT开通时电流流向与DZ不被击穿时相同,而关断时电流只经过R9流动.即在关断过程中当先关断或者电压先升高的IGBT电压达到给定的电压时,DZ会被击穿,此时电压较高的IGBT门极驱动电阻将由R9//R10增加至R9.由于R9较大,IGBT米勒电容在关断过程中放电速度迅速下降,从而使IGBT电压上升速度也会迅速下降,等待其他与之串联的IGBT电压上升,达到电压平衡的效果[14-15].

图4 IGBT均压电路单元拓扑Fig.4 IGBT voltage equalizing circuit unit

为了使IGBT在关断过程中能有效均压,R9的选择至关重要.图5为2个串联IGBT关断过程中集射极电压波形.图5中2个IGBT关断过程可以分为几个时间段进行分析[16].

图5 IGBT关断过程中均压计算模型Fig.5 Calculation model for VCE in the turn off process

t0时刻IGBT1开始关断,t2时刻IGBT1集射极电压VCE到达直流侧电压的一半V0,t3时刻VCE1+VCE2=VDC=2V0,t1—t0为IGBT2延时的时间Δtdelay.ε是IGBT关断过程中驱动电阻为R10—P3—D1与R9并联时电压VCE上升的速率,ε*为驱动电阻为R9时VCE上升的速率.VDC为直流侧电压;VCE1为Q1两端电压;VCE2为Q2两端电压.设IGBT1电压超量在ηV0内,η为大于1的常数.

ΔV=V0-V1=εΔtdelay

(5)

Δt=t3-t2

(6)

Δtε*+Δtε=εΔtdelay

(7)

Δtε*≤ηV0

(8)

由式(5)～(8)可得

(9)

3 仿 真

以2个IGBT串联均压为例进行仿真分析,电路结构如图6所示.直流侧电压为800 V,IGBT驱动采用光耦隔离驱动.若保证电压偏差η在5%以内,则根据式(3)和式(9)可以计算出各个电阻参数.表1为仿真分析中的系统参数.

图6 2个IGBT串联等效电路Fig.6 Equivalent circuit of two IGBTs

参 数数 值IGBT型号Hgtg18n120bn直流侧电压800V阻感负载2μH，40Ω开关频率10kHz

仿真实验中2个串联IGBT驱动信号延时时间为500 ns.其中,R9为1 500 Ω,R10和R5均为100 Ω.稳压管型号为1n4764a.其他参数具体为R1=65 kΩ,R2=15 kΩ,R4=2 kΩ,R5=100 Ω,R6=500 Ω,R7=10 kΩ,R8=10 kΩ.

图7是在未使用均压电路前的串联IGBT电压波形.图8是采用门极变电阻式均压电路后的串联IGBT电压波形,从波形可以看出,此均压方案有效地平衡了串联IGBT电压.

图7 采用均压电路前IGBT开通关断波形Fig.7 Waveforms of the VCE of two IGBTsbefore using the balance circuit

图8 采用均压电路后IGBT开通关断波形Fig.8 Waveforms of the VCE of two IGBTswith the balance circuit

4 结 论

为了解决IGBT串联不均压问题,本文对IGBT开关过程进行分析,提出了一种通过改变门极驱动电阻对IGBT串联均压的方法,描述了其工作原理并进行了仿真验证.实验结果表明,提出的控制方法可以有效地平衡串联IGBT的关断电压峰值,提高了IGBT串联系统的可靠性.本文涉及的IGBT串联均压电路具有电路简单、可靠性高等特点,该方案易于工程实现,为IGBT串联均压提供思路,可以推广到电压等级更高、IGBT串联级数更多的场合,具有很高的实用价值.

另外,IGBT开通关断过程十分复杂,本文对IGBT开通关断过程分析也不是十分严谨,分析过程只针对本文方法的应用,希望在以后的工作中加以改进.

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