2.3 GHz/2.6 GHz腔体双工器的设计

汪海英，江海金

(1.罗森伯格技术(昆山)有限公司，江苏 昆山 215345；2.江苏哈维尔喜万年照明有限公司，江苏 盐城 224799)

2.3 GHz/2.6 GHz腔体双工器的设计

汪海英1，江海金2

(1.罗森伯格技术(昆山)有限公司，江苏 昆山 215345；2.江苏哈维尔喜万年照明有限公司，江苏 盐城 224799)

基于广义切比雪夫带通滤波器的综合理论，研究了2.3/2.6 GHz腔体双工器的设计原理及仿真方法。利用能产生传输零点的交叉耦合结构，采用公共谐振腔将两个通道滤波器进行合路，通过电磁仿真软件对双工器模型仿真分析，并进行了实物的加工和调试，得到的实测曲线满足设计要求。该双工器已成功应用于4G移动通信系统中，从而论证了该方法的正确性与可行性。

广义切比雪夫滤波器；双工器；耦合矩阵；交叉耦合；公共腔

双工器作为通信系统设备可以使系统不同通道随着无线通信技术的发展，双工器在通信系统设备中占有重要的地位。信号进行合成和分离，使不同频率通道同时运作，从而满足实时双向通信的要求。因此双工器广泛应用于移动通信、卫星通信、遥测遥控等系统，其性能优劣将直接影响整个通信系统的质量[1-4]。

本文研究了由2.3 GHz带通滤波器和2.6 GHz带通滤波器组成的双工器。利用广义切比雪夫滤波器理论，通过非相邻谐振腔的交叉耦合来实现传输零点，研究耦合矩阵、公共腔结构和耦合结构的仿真设计，得到双工器的电路仿真和三维电磁仿真结果为设计腔体双工器提供了良好的依据。随着新一代4G移动通信技术的到来，研制2.3 /2.6 GHz腔体双工器对4G移动通信技术的发展具有重要意义。

1 双工器的电路仿真

1.1 带通滤波器的耦合系数

腔体双工器的指标如表1所示，根据表1的指标，选择6 腔广义切比雪夫滤波器[5-9]，带有一个 单元交叉耦合，2～5腔组成 单元，2 腔和5 腔的非相邻耦合为交叉耦合，级联耦合为磁耦合，交叉耦合为电耦合，其拓扑结构如图1所示[9-12]。

表1 双工器主要指标

通过商用微波电路仿真、优化软件和电磁分析软件，可建立起耦合矩阵、电路模型和三维实物模型。本文先分别对两个带通滤波器采用图1的拓扑结构获得耦合系数矩阵和外部品质因数。

2 300～2 400 的带通滤波器对应的去归一化耦合矩阵为M[13]

去归一化耦合系数K与外部品质因素Qe由下列公式求出[13]

K=FBW×M

(1)

(2)

耦合矩阵中对角线元素表示各谐振腔的谐振频率，其具体频率可用以下式得到[13]

(3)

fri=2Mii×FBW+f0

(4)

由此可得去归一化耦合系数K

Qe1=Qe2=20.092 02

各谐振腔谐振频率为：fr1=2 349.501 6 MHz;fr2=2 349.500 9 MHz;fr3=2 349.500 8 MHz;fr4=2 349.500 3 MHz;fr5=2 349.500 9 MHz;fr6=2 349.501 6 MHz。

相邻与非相邻谐振腔之间的去归一化耦合系数为：K12=0.038 936；K23=0.026 784;K34=0.028 182;K45=0.026 783;K56=0.038 936;K25=-0.003 13。

同理可得，2 500～2 700 MHz的带通滤波器对应的去归一化耦合矩阵M和耦合系数为K[13]

各谐振腔谐振频率为：fr1=2 598.079 MHz;fr2=2 598.078 MHz;fr3=2 598.078 MHz;fr4=2 598.078 MHz;fr5=2 598.078 MHz;fr6=2 598.079 MHz。

相邻与非相邻谐振腔之间的去归一化耦合系数为：K12=0.073 929;K23=0.049 953;K34=0.052 111;K45=0.048 748;K56=0.073 929;K25=-0.006 95

1.2 双工器电路仿真

根据以上计算，双工器两个通道滤波器的各项电参数：各腔谐振频率、相邻腔与非相邻腔之间的耦合系数以及外部品质因数 已全部得出，双工器的两个带通滤波器已设计完成，接下来是将两个滤波器进行合路设计。本文利用一个公共谐振腔结构将两个带通滤波器进行合路，形成一个三端口网络的双工器[14-15]，如图2所示。带有公共腔结构的双工器避免了合路端有抽头线交织在一起，降低了两个通道滤波器之间的相互影响。

图2 公共腔结构图

在高频电路软件中建立电路模型，将各谐振器谐振频率及各谐振腔之间的耦合系数代入，将两个滤波器通过公共腔级联起来。并且设置合适的优化目标进行优化，使其满足设定的指标。经过优化计算后，双工器性能指标如图3双工器优化后的S参数曲线图。如图3 所示，两个带通滤波器回波损耗达到24 dB，相互间的带外抑制度达60 dB。

图3 双工器电路仿真曲线图

2 双工器的三维结构仿真

使用CST三维电磁仿真软件对双工器进行三维电磁仿真，以电路仿真结果为参考，对三维模型的尺寸进行调整。根据双工器外形尺寸的要求、滤波器单腔的谐振频率及单腔的Q值，采用CST的本征模计算方法，设计出单个谐振腔的结构。在腔体上面再加一个调谐螺钉，一方面可以降低内导体的长度，另一方面在后期调试时可以改变调谐螺钉进入腔体的深度来改变谐振腔的谐振频率。

取谐振腔方腔内边长a=30 mm，高H=28 mm，内导体外直径D=11 mm，高H1=22 mm，调谐螺钉直径Ds=5 mm，进入腔体的深度设为变量L。由于腔体的谐振频率和无载Q值随着L变大而降低[13,16]，在设计单个谐振腔时，既要考虑到调谐螺钉改变频率的范围能满足双工器的频率范围，又要求尽量减少谐振螺钉进入腔体中带来无载Q值的降低。

图4 有载Q值仿真结构图

图5 群时延与耦合盘到内导体距离L_plate的关系图

在CST中，有载Qe值可以通过群时延式(5)计算[13]，建立图4所示的有载Qe值仿真结构图。当输入/输出耦合盘越靠近内导体，群时延值越小，耦合越强。由图5可知，耦合盘到内导体的距离L_plate越小，群时延值越小，谐振频率下降。通过仿真结果与AWR理论计算的对比，可估算出端口耦合盘的位置，并确定内导体和谐振螺钉的尺寸

(5)

式中，fg是群时延最大值所对应的频率；tmax是最大群时延值。

图6是双腔耦合系数模型仿真图，如图6所示，在两个谐振腔之间开辟耦合窗口来实现两相邻腔的耦合，耦合系数的大小与两谐振腔的距离、连接两内导体的凸台高度、耦合窗口的大小、耦合螺钉的粗细和耦合螺钉进入腔体的深度都有关系。根据两谐振腔的谐振频率，可以通过式(6)计算出耦合系数[13]。式(6)的计算结果表明：耦合系数随着窗口宽度的增大而增大；在耦合窗口尺寸固定后，耦合系数随着凸台高度的增大而增大，随着耦合螺钉进入耦合窗口的深度的增大而增大[13-16]。在后期调试中，可以通过改变两腔体中间的耦合螺钉进入耦合窗口的深度来改变耦合系数

(6)

式中，fi和fj分别为两谐振腔的谐振频率。

图6 双腔耦合系数模型仿真图

非相邻腔的交叉耦合系数主要决定带外传输零点的位置，可根据传输零点的位置来判断耦合的强弱。采用电耦合形式的探针来实现2腔和5腔非相邻腔的交叉耦合，探针直径为4 mm，通过调节探针的长度和位置来改变耦合系数，确定传输零点的位置。

通过上述分析结果，综合AWR电路仿真的参数进行三维电磁仿真，最终确定了双工器的大概结构尺寸。由于双工器模型在设计时考虑到腔体的调谐螺钉及腔间的耦合螺钉，可变参量比较多，通过CST仿真优化得到理想的仿真曲线也并不容易。为了缩短研制周期，可以根据三维仿真结构尺寸进行双工器样品加工及调试。

3 双工器的调试与结果

图7 双工器的电性能实测图

双工器组装完毕后，将双工器的输入/输出耦合盘远离谐振腔内导体，减弱双工器的输入/输出耦合。从通道1滤波器的非公共端开始，依次调整频率调谐螺钉让谐振腔谐振于通道中心频率。然后开始调节双工器的耦合螺钉，在网络分析仪上观察S曲线，使通道的带宽尽量满足双工器的指标要求。接下来加强双工器的输入/输出耦合，在调节输入/输出耦合盘的位置同时也要适量调整频率调谐螺钉和耦合螺钉，使S曲线满足设计要求。最后根据带外传输零点的位置来确定交叉耦合探针的位置，若传输零点的位置靠近通带，则实际交叉耦合系数过大，可以缩短探针的长度；若传输零点位置的位置远离通带，则实际交叉耦合系数过小，可以增加探针的长度。反复几次，很快就可以确定出探针的尺寸。双工器通过调试后，取得了较好的电性能。实测电性能如图7所示。测试结果表明，双工器的驻波比≤1.2，插入损耗≤0.5 dB，隔离度≥50 dB。

4 结束语

本文利用广义切比雪夫函数的交叉耦合滤波器的理论和技术，在此基础上实现了带有公共腔结构的2.3/2.6 GHz腔体双工器，实测结果与设计指标吻合良好。该双工器已成功用于4G无线移动通信系统中，为4G移动通信技术的发展和推广奠定了基础。

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Design of 2.3 GHz/2.6 GHz Band Coaxial Diplexer

WANG Haiying1，JIANG Haijin2

(1. Rosenberger Technology (Kunshan) Co.,Ltd.,Kunshan 215345，China；2. Jiangsu Havells Sylvania Lighting Co.,Ltd., Yancheng 224799, China )

Based on the theory of the general Chebyshev band-pass filter，the design principle and simulation method of a 2.3 GHz/2.6 GHz Band coaxial cavity diplexer is studied. The coupling matrix with transmission zeros is calculated in the cross coupling structure filter. Two filters are combined with a common resonant cavity. The diplexer is processed and tuned according to simulation diplexer model which is simulated by electromagnetic simulation software. The obtained curves agree well with the design specifications. The diplexer is applied successfully to 4G mobile communication system, indicating that this method is correct and feasible.

general Chebyshev filter；diplexer；couple matrix；cross coupling；common cavity

2016- 03- 17

汪海英(1979-)，女，硕士研究生。研究方向:微波无源器件。江海金(1981-)，男，本科。研究方向:光源器件。

10.16180/j.cnki.issn1007-7820.2017.01.011

TN713

A

1007-7820(2017)01-037-05