双端DCM模式反激变换器变压器变比研究

2017-03-13，

电气开关 2017年4期

，

(三峡大学电气与新能源学院，湖北宜昌 443002)

1 引言

反激式变换器在功率较小的场合有着广泛的应用。与正激式直流变换器相比，它有诸多优点，例如：不需要输出滤波电感、电路拓扑简单、适合多组输出、可以在输出电感电流不连续模式(DCM)下稳定工作等[1]。因此，在小功率多组输出场合使用反激式变换器，可以有效减小变换器体积，降低经济成本。

但是，传统单端反激变换器在开关管关断时，除了承受直流出入电压以外，还要承受变压器副边折算到原边的电压以及漏感尖峰，这大大增加了开关管的电压应力，因此限制了变换器在高电压场合的应用。双端DCM反激变换器使用两个箝位二极管，将开关管的关断电压箝位于直流输入电压，拓展了反激式变换器在高电压场合的应用。然而，双端反激变换器的漏感效应使变换器的效率下降，也限制了变压器的变比[2]。本文将详细分析双端反激变换器的工作原理，提出确定DCM模式下最大效率变压器变比的方法。

2 双端反激变换器

2.1 工作原理

双端反激变换器的拓扑如图1所示。它使用两个开关管，两个箝位二极管，变压器原边等效成一个励磁电感和一个漏感的串联。开关管S1和S2同时开通同时关断。

当开关管导通时，原边二极管和副边二极管同时截止，负载电压由电容维持，变压器原边电感电流开始线性上升[3]。开关管关断时刻，原边电流达到峰值:

其中，Lm和L1分别为变压器原边绕组的励磁电感和漏感，DC为开关管的占空比。

图1 双端反激变换器拓扑结构

2.2 双端反激变换器的漏感效应

开关管S1和S2的关断时的电路如图2所示。在关断瞬间，励磁电感Lm和漏感L1中流过相同的电流,该电流经二极管D1和D2流向直流电源。假设此时励磁电感Lm和漏感L1上的电压分别为Um和U1，忽略二极管导通压降，有：

U1=Udc-Um

由该式可见，提供给负载的电流有一个上升的过程，并且在漏感一定时，U1越大，电流上升的越快。

图2 双端反激变换器的漏感效应

2.3 双端反激变换器输入电压与输出电压的关系

双端反激变换器的输出电压与开关管占空比和变压器变比密切相关。下面分析两者之间的关系：

关断瞬间等效电路如图3所示，I1和Im分别为漏感和励磁电感中的电流，关断瞬间

I1=Im=IP

原边和副边的电流关系如图4所示。假设漏感电流在t2时刻下降到零，即：

此时副边输出电流达到最大值：

t3时刻，励磁电感电流下降到零，即：

整个周期副边电流平均值为：

则副边平均电压为：

U0=I0avR

关断时刻的励磁电感电压Um和漏感电压U1也和U0相关，如果进一步展开，将得到关于U0的三次方程，通过计算机辅助求解，可以得到精确的输出电压表达式，但是该算式相当复杂，给计算和设计带来不便。而且在变换器的实际设计中，通常输入电压和输出电压的幅值范围都是已知的，因此不必解出输出电压。

3 DCM模式下最大效率变压器变比推导

3.1 变压器变比与传输效率分析

由以上分析可知，在双端反激变换器中，隔离变压器的变比对传输效率有明显的影响。变比过大时，副边电流上升缓慢，传输效率下降；虽然通过降低变比，可以提高效率，但是变比过小会使电路进入连续工作模式(CCM)，这有可能使变换器失去控制。

图3 关断瞬间等效电路

图4 原边电流与副边电流的关系

如果将平均电流转换为关于K的函数：

对K求导:

f′(K)<0

可见，随着变比K的增大，副边平均电流逐渐减小。

3.2 变压器变比与变换器工作模式

由3.1的分析，如果变压器变比取得足够小，漏感的影响可以忽略不计。但是变比过小会使电路进入连续工作模式，为DCM模式设计的控制电路将失去对变换器的控制。

为使变换器安全工作，要留一定的时间裕度，一般取开关周期的20%作为死区时间[3]，设开关管关断后，副边整流二极管导通的时间为Tr，则有

DCTS+Tr≤0.8TS

如果输出电压已知，可以由该式联合第1节中分析得出的输出电压表达式确定合适的开关管占空比和变压器变比。

4 仿真结果分析

为了检验上述分析是否准确，使用MATLAB进行了仿真实验。主电路参数如下：输入电源为240V直流电源，开关管为MOSFET，开关频率为50kHz，负载电阻10Ω，变压器原边励磁电感80μH，漏感为4μH，输出电压40V。变比为4、2、1时漏感电流和副边电流的波形分别如图5(a)、5(b)、5(c)所示。